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H桥可逆直流调速系统设计与实验


燕山大学

CDIO 课程项目研究报 告

项目名称: 学院(系) : 年级专业: 学 号:

H 桥可逆直流调速系统设计与实验 电气工程学院

学生姓名: 指导教师: 日期: 2014 年 6 月 3 日

目录
前言????????????????????????????????????1 摘要????????????????????????????????????2 第一章 调速系统总体方案设计???????????????????????? 3
1.1 转速、电流双闭环调速系统的组成?????????????????????3 1.2.稳态结构图和静特???????????????????????????? 4 1.2.1 各变量的稳态工作点和稳态参数计算??????????????????6 1.3 双闭环脉宽调速系统的动态性能???????????????????????7 1.3.1 动态数学模型????????????????????????????7 1.3.2 起动过程分析????????????????????????????7 1.3.3 动态性能和两个调节器的作用???????????????????? 8

第二章 H 桥可逆直流调速电源及保护系统设计????????????????? 11 第三章 调节器的选型及参数设计???????????????????????13 3.1 电流环的设计????????????????????????????? 13
3.2 速度环的设计?????????????????????????????? 15 第四章 Matlab/Simulink 仿真?????????????????????????17

第五章 实物制作??????????????????????????????20 第六章 性能测试??????????????????????????????22
6.1 SG3525 性能测试???????????????????????????? 22 6.2 开环系统调试????????????????????????????? 23

总结??????????????????????????????????? 26
参考文献????????????????????????????????? 26

前言
随着交流调速的迅速发展, 交流调速技术越趋成熟,以及交流电动机的经济 性和易维护性, 使交流调速广泛受到用户的欢迎。但是直流电动机调速系统以其 优良的调速性能仍有广阔的市场, 并且建立在反馈控制理论基础上的直流调速原 理也是交流调速控制的基础。采用转速负反馈和 PI 调节器的单闭环调速系统可 以在保证系统稳定的条件下实现转速无静差。但如果对系统的动态性能要求较 高,如要求快速起制动、突加负载动态速降时,单闭环系统就难以满足。这主要 是因为在单闭环系统中不能完全按照需要来控制动态过程中的电流或转矩。 在单 闭环系统中, 只有电流截至负反馈环节是专门用来控制电流的,但它只是在超过 临界电流值以后, 靠强烈的负反馈作用限制电流的冲击,并不能很理想的控制电 流的动态波形。实际工作中,在电机最大电流受限的条件下,充分利用电机的允 许过载能力, 最好是在过渡过程中始终保持电流转矩为允许最大值,使电力拖动 系统尽可能用最大的加速度启动,到达稳定转速后,又让电流立即降下来,使转 矩马上与负载相平衡,从而转入稳态运行。实际上,由于主电路电感的作用,电 流不能突跳, 为了实现在允许条件下最快启动,关键是要获得一段使电流保持为 最大值的恒流过程,按照反馈控制规律,电流负反馈就能得到近似的恒流过程。 问题是希望在启动过程中只有电流负反馈, 而不能让它和转速负反馈同时加到一 个调节器的输入端,到达稳态转速后,又希望只要转速负反馈,不要电流负反馈 发挥主作用, 因此需采用双闭环直流调速系统。这样就能做到既存在转速和电流 两种负反馈作用又能使它们作用在不同的阶段。 项目预期成果: 设计一个双闭环可逆直流调速系统,实现电流超调量小于等于 5%;转速超 调量小于等于 5%;过渡过程时间小于等于 0.1s 的无静差调速系统。 项目分工:参数计算: 仿真: 电路设计 : 电路焊接: PPT 答辩:

1

摘要
本设计的题目是基于 SG3525 的双闭环直流电机调速系统的设计。SG3525 是 电流控制型 PWM 控制器, 所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉 宽的。 在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出 信号进行比较,从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变 化。由于结构上有电压环和电流环系统,因此,无论开关电源的电压调整率、负 载调整率和瞬态响应特性都有提高,是目前比较理想的新型控制器。如果对系统 的动态性能要求较高,则单闭环系统就难以满足需要。而转速、电流双闭环直流 调节系统采用 PI 调节器可以获得无静差;构成的滞后校正,可以保证稳态精度; 虽快速性的限制来换取系统稳定的,但是电路较简单。所以双闭环直流调速是性 能很好、应用最广的直流调速系统。本设计选用了转速、电流双闭环调速控制电 路, 本课题内容重点包括调速控制器的原理,并且根据原理对转速调节器和电流 调节器进行了详细地设计。 概括了整个电路的动静态性能,最后将整个控制器的 电路图设计完成,并且进行仿真。 关键词:双闭环直流可逆调速系统、H 桥驱动电路、SG3525 信号产生电路、 PI 调节器、MATLAB 仿真

2

第一章 调速系统总体方案设计
1.1 转速、电流双闭环调速系统的组成
直流双闭环调速系统的结构图如图 1 所示, 在此系统中设置了两个调节器, 分别调节转速和电流, 即分别引入转速负反馈和电流负反馈,这是为了实现转速 和电流两种负反馈分别起作用。 转速调节器与电流调节器串级联结,转速调节器 的输出作为电流调节器的输入, 再用电流调节器的输出去控制 PWM 装置。其中脉 宽调制变换器的作用是: 用脉冲宽度调制的方法,把恒定的直流电源电压调制成 频率一定、宽度可变的脉冲电压序列,从而可以改变平均输出电压的大小,以调 节电机转速,达到设计要求。

TA

Ui
+

U*n
RP1 -

Rn R0 R0 ASR + +

Cn

Ri R0 LM R0

Ci LM GT V

L Id Ud M M n
+ +

ACR
+

- +

Un

U*i

Uc

-

UP E

-

RP2

TG TG

-

图 1.双闭环直流调速系统的结构框图 从闭环结构上看,电流环在里面,称作内环;转速环在外边,称作外环。这 就形成了转速、电流双闭环调速系统。为了获得良好的静、动态性能,双闭环调 速系统的两个调节器都采用 PI 调节器。

1.2 稳态结构图和静特性
为了分析双闭环调速系统的静特性,绘出了它的稳态结构图,如图 2 所示。

3

分析静特性的关键是掌握这样的 PI 调节器的稳态特征。一般存在两种状况:饱 和:输出达到限幅值;不饱和:输出未达到限幅值。当调节器饱和时,输出为恒 值,输入量的变化不再影响输出,除非有反向的输入信号使调节器退出饱和;换 句话说,饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的关系,相当于使调节环开环。 当调节器不饱和时,PI 作用使输入偏差电压 U 在稳态时总是为零。

图 2 双闭环调速系统稳态结构图 ?—转速反馈系数; ? —电流反馈系数

这种 PI 调节器的稳态特征,一般存在两种状况:饱和和不饱和。输出如果 达到限幅值就是饱和,输出如果没有达到限幅值就是不饱和。当输出为恒值,输 入量的变化不会再影响输出时,调节器处于饱和状态。当 PI 的作用使输入偏差 电压 ? U 在稳态时总是等于零时,调节器处于不饱和状态。 双闭环调速系统的静特性在负载电流小于 Idm 时,转速负反馈起主要调节作 用,此时,系统表现为转速无静差。当转速调节器处于饱和输出时,负载电流达 到最大电流,电流调节器起主要调节作用,此时,系统表现为电流无静差。 这就是采用了两个 PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特 性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性要好得多。 实际上,在正常运行时,电流调节器是不会达到饱和状态的。因此,对于静 特性来说,只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。 1)转速调节器不饱和 这时,两个调节器都不饱和,稳态时,它们的输入偏差电压都是零。因此
* Un ? Un ? ? n



Ui* ? Ui ? ? I d

4

由第一关系式可得:
n?
i Un

?

? n0

(2—1)

从而得到图 3 静特性的 n0 ? A 段。
* 与此同时,由于 ASR 不饱和, U i* 〈 U im ,从上述第二个关系式可知:

I d 〈 I dm 。这就是说, n0 ? A 段静特性从 I d =0 (理想空载状态)一直延续到

I d ? I dm 。而 I dm 一般都是大于额定电流 I dnom 的,这就是静特性的运行段。
2)转速调节器饱和
* 这时,ASR 输出达到限幅值 U im ,转速外环呈开环状态,转速的变化对系统

不再产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单闭环系统。稳态时

Id ?

* U im

?

? I dm

式中,最大电流 I dm 是设计者选定的,取决于电机的容许过载能力和拖动系 统允许的最大加度所描述的静特性是图 3 中的 A-B 段。 这样的下垂特性只适合于
* n< n0 的情况。因为如果 n ? n0 ,则 Un ? Un ,ASR 将退出饱和状态

图 3 双闭环调速系统的静特性 双闭环调速系统的静特性在负载电流小于时 I dm 表现为转速无静差,这时, 转负反馈起主要调节作用。当负载电流达 I dm 后,转速调节器饱和,电流调节器
5

起主要调节作用,系统表现为电流无静差,得到过电流的自动保护。这就是采用 了两个 PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流 至负反馈的单闭环系统静特性好。 然而实际上运算放大器的开环放大系数并不是 无穷大,静特性的两段实际上都略有很小的静差。

1.2.1 各变量的稳态工作点和稳态参数计算
由图 3 可以看出, 双闭环调速系统在稳态工作中, 当两个调节器都不饱和时, 各变量之间有下列关系
* Un ? Un ? ? n ? ? n0

(1—1) (1—2) (1—3)

Ui* ? Ui ? ? I d ? ? I dl
* U do Ce n ? I d R CeU n ? I dl R U ct ? ? ? ks Ks KS

* 上述关系表明,在稳态工作点上,转速 n 是由给定电压 U n 决定的,ASR 的输

出量 U i* 是由负载电流 I dl 决定的,而控制电压 U ct 的大小则同时取决于 n 和 I dl ,
* 或者说, 同时取决于 U n 和 I dl 。 这些关系反映了 PI 调节器不同于 P 调节器的特点。

比例环节的输出量总是正比于其输入量,而 PI 调节器则不然,其输出量的稳态 值与输入无关,而是由它后面环节的需要决定的。后面需要 PI 调节器提供多么 大的输出值,它就能提供多少,直到饱和为止。鉴于这一点,双闭环调速系统的 稳态参数计算与单闭环有静差系统完全不同,而是和无静差系统的稳态计算相 似,即根据各调节器的给定与反馈值计算有关的反馈系数: 转速反馈系数:? ?
* U nm nmax

(1— 4)

* U im 电流反馈系数: ? ? I dm

(1—5)

* * 两个给定电压的最大值 U im 和 U nm 是受运算放大器的允许输入电压限制的。

1.3 双闭环脉宽调速系统的动态性能
6

1.3.1 动态数学模型 考虑到双闭环控制的结构可绘出双闭环调速系统的动态结构图,如图 4 所 示。图中 WASR? S ? 和 WASC? S ? 分别表示转速和电流调节器的传递函数。为了引出电流 反馈,电机的动态结构图中必须把电流 I d 显露出来。

U n* ( S )

1 + Ton S ? 1
Un(s)

ASR

Ui*(S)

+ 1 Toi S ? 1 -

ACR Ui(s)

kS TS ? 1
? T oi S ? 1

+

Id(s)

E(S) 1/ R Tl ? 1

IdL(S) R T + mS

1 Ce

n(s)

电流环

? TonS ?1

图 4 双闭环直流调速系统的动态结构框图 1.3.2 起动过程分析 设置双闭环控制的一个重要目的就是要获得接近于理想的起动过程, 因此在 分析双闭环调速系统的动态性能时,有必要首先探讨它的起动过程。双闭环调速
* 系突加给定电压 U n 由静止状态起动时, 转速和电流的过渡过程如图5所示。 这时,

启动电流成方波形,而转速是线性增长的。这是在最大电流(转矩)受限的条件 下调速系统所能得到的最快的起动过程。

7

Id Idcr

n Idm n

Id

n Idm n

IdL

IdL

O

(a)

t

O

(b)

t

(a)带电流截止负反馈的单闭环调速系统起动过程 程

(b)理想快速起动过

图 5 调速系统起动过程的电流和转速波形 1.3.3 动态性能和两个调节器的作用 1)动态跟随性能 双闭环调速系统在起动和升速过程中, 能够在电流受电机过载能力约束的条 件下, 表现出很快的动态跟随性能。 在减速过程中, 由于主电路电流的不可逆性, 跟随性能变差。 对于电流内环来说, 在设计调节器时应该强调有良好的跟随性能。 2)动态抗扰性能 1.抗负载扰动 由图 6 动态结构图中可以看出, 负载扰动作用在电流环之后,只能靠转速调节器 来产生抗扰作用。因此,在突加(减)负载时,必然会引起动态速降(升) 。为 了减少动态速降(升) ,必须在设计 ASR 时,要求系统具有较好的抗扰性能指标。 对于 ACR 的设计来说,只要电流环具有良好的跟随性能就可以了。 2.电网电压扰动和负载扰动 在系统动态结构图中作用的位置不同,系统对它的动态抗扰效果也不一样。 例如图 6 a 的单闭环调速系统, 电网电压扰动 ?U d 和负载电流扰动 I dl 都作用在

被负反馈包围的前向通道上,仅静特性而言,系统对它们的抗扰效果是一样的。 但是从动态性能上看,由于扰动作用的位置不同,还存在着及时调节上的差别。

8

负载扰动 I dl 作用在被调量 n 的前面。它的变化经积分后就可被转速检测出来, 从而在调节器 ASR 上得到反映。 电网电压扰动的作用点离被调量更远,它的波形 先要受到电磁惯性的阻挠后影响到电枢电流, 再经过机电惯性的滞后才能反映到 转速上来,等到转速反馈产生调节作用,已经嫌晚。在双闭环调速系统中,由于 增设了电流内环(图 6 b) ,这个问题便大有好转。由于电网电压扰动被包围在 电流环之内,当电压波动时,可以通过电流反馈得到及时的调节,不必等到影响 到转速后,才在系统中起作用。因此,在双闭环调速系统中,由电网电压波动引 起的动态速降会比单闭环系统中小得多。

图 6 脉宽调速系统的动态抗扰性能

9

a)单闭环脉宽调速系统 b)双闭环脉宽调速系统 3)两个调节器的作用 1.转速调节器的作用 (1)使转速 n 跟随给定电压 U m 变化,稳态无静差。 (2)对负载变化起抗扰作用。 (3)其输出限幅值决定允许的最大电流。 2.电流调节器的作用 (1)对电网电压波动起及时抗扰作用。 (2)起动时保证获得允许的最大电流。 (3)在转速调节过程中,使电流跟随其给定电压 U i 变化。 (4)当电机过载甚至堵转时,限制电枢电流的最大值,从而起到快速的安全饱 和作用。如果故障消失,系统能够自动恢复正常。
* *

10

第二章 H 桥可逆直流调速电源及保护系统设计
直流调速用的可控直流电源 直流驱动系统电压控制的方式来调节电枢电压需要一个特殊的可控直流电源。 比 较常用的可以控制直流电源有以下三个: 1、静态控制整流器 使用静态可控整流得到一个可调的直流电压。 2、直流斩波器或脉宽调制转换器: 用不变的直流电源或者不可以控制的整流电源提供电能, 使用电力电子开关 器件斩波器或脉宽调制,从而产生可以变化的直流电压。 3、旋转变流机组 由交流电机和直流发电机组成单位,获得可调的直流电压。旋转变流机组需 要的设备多,体积大,费用高,效率低,安装复杂,运行有噪声,维护不方便。 静止式可控整流器虽然克服了旋转变流机组的许多缺点, 而且还大大缩短了响应 时间,但闸流管容量小,汞弧整流器造价较高,体积仍然很大,维护麻烦,万一 水银泄漏,将会污染环境,危害身体健康。目前,采用晶闸管整流供电的直流电 动机调速系统,由于晶闸管的单向导电性,它不允许电流反向,给系统的可逆运 行造成困难。同时,其对过电压、过电流都十分敏感,容易损坏器件。 由于以 上种种原因,所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。 直流 220V 的电源可通过单相桥式整流电路产生,但是由于整流电路的输出电压 具有较大的交流部分,不能适合大多数电子电路及设备的要求。因此,一般在整 流后,还需要利用滤波电路将脉动的直流电压变为平滑的直流电压。 电源电路如图所示, 与用于信号处理的滤波电路相比,直流电源中滤波电路的显 著特点是: 均采用无源电路; 理想情况下, 滤去所有交流成分, 只保留直流成分; 能够输出较大电流。

11

系统的保护包括过压, 过流和短路保护。 该模块用于电枢电流的检测与过流保护, 至于电枢回路和直流母线侧。 限流电阻: 为了避免大电容 C 在通电瞬间产生过大的充电电流,在整流器和 滤波电容间的直流回路上串入限流电阻(或电抗) ,通上电源时,先限制充电电 流,再延时用开关 K 将短路,以免长期接入时影响整流电路的正常工作,并产生 附加损耗。 泵升限制电路: 当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时(减速或者停车) , 储存在电动机和负载转动部分的动能将会变成电能,并通过双极式可逆 PWM 变 换器回送给直流电源。由于直流电源靠二极管整流器供电,不可能回送电能,电 机制动时只好给滤波电容充电,从而使电容两端电压升高,称作“泵升电压” 。 过高的泵升电压会损坏元器件, 所以必须采取预防措施,防止过高的泵升电压出 现。可以采用由分流电阻 R 和开关元件(电力电子器件)VT 组成的泵升电压限 制电路。当滤波电容器 C 两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时,VT 导通, 将回馈能量的一部分消耗在分流电阻 R 上。

12

第三章 调节器的选型及参数设计
①设计要求:电流超调量

5%

转速超调量错误!未找到引用源。 过渡时间错误!未找到引用源。 ②本报告设计为 H 桥可逆直流双闭环调速系统, 分为内环电流环 ACR 与外环转速 环 ASR 两部分,现将参数整定如下: 设计已知基本参数为: 直流电动机额定电压: 额定电流: 额定转速: 电枢电阻: 电枢回路总电阻: 电枢电感: 转动惯量: 引用源。 触发整流环节的允许过载倍数:λ =1.5 3.1 电流环的设计 3.1 电流环的设计 根据设计要求电流超调量错误!未找到引用源。 ,并保证稳态电流无差,可 按典型 I 型系统设计电流调节器。电流控制。电流环控制对象是双惯性型的, 所以把电流调节器设计成 PI 型的,其传递函数为
WACR ( s ) ? Ki

UN=54V IN=3.24A nN=1450r/min Ra=1.5Ω R=4Ω L = 2mH J=0.76 错误!未找到引用源。g.错误!未找到

?is ?1 ?is

式中

Ki

——电流调节器的比例系数;τ i ——电流调节器的超前时间常数

a. 计算电流调节器参数
13

电 流 环 小 时 间 之 和 按 小 时 间 常 数 近 似 处 理 :

T?i ? Ts ? Toi ? 0.000025 ? 0.00003 ? 0.000055 ( T s 和 Toi 一般都比 Tl 小得多 , 可以
当作小惯性群近似地看作是一个惯性环节)。 ACR 超前时间常数 ? i ? Tl ? 0.0005s ;电流环开环时间增益:要求 ? i ? 5% , 故应取 KI T i ? 0.5 ,因此 ?

KI ?

0.5 0.5 ? ? 9090.909s ?1 T?i 0.000055

于是,ACR 的比例系数为:
Ki ? K I

?i R 0.0005 ? 4 ? 9090.909 ? ? 0.817 ? Ks 2.06 ?10.8

b. 校验近似条件 电流环截止频率

?ci ? KI ? 9090.909s?1
晶闸管装置传递函数近似条件:

?c i ?

1 3Ts


1 1 ? ? 13333.33s ?1>?ci 3Ts 3 ? 0.000025

满足近似条件; 忽略反电动势对电流环影响的条件:

?ci ? 3


1 , TmTl

14

3

1 1 ?3 ? 787.43s ?1 ? ?ci TmTl 0.02903 ? 0.0005

满足近似条件; 小时间常数近似处理条件:

?ci ?


1 1 3 Ts Toi

1 1 1 1 ? ? 12171.6 s ?1 ? ?ci 3 TsToi 3 0.000025 ? 0.00003

满足近似条件。 按照上述参数,电流环可以达到的动态跟随指标为错误!未找到引用源。, 满足设计要求。 ⑵转速调节器设计 a. 选择调节器结构 按跟随和抗扰性能都能较好的原则 , 在负载扰动点后已经有了一个积分 环节,为了实现转速无静差还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节 ,因此 需要Ⅱ由设计要求,转速调节器必须含有积分环节,故按典型Ⅱ型系统—选 用设计 PI 调节器,其传递函数为
WASR ( s ) ? K n

? ns ?1 ? ns

b. 计算转速调节器参数 电流环等效时间常数错误!未找到引用源。=2 T?n ? 2 ? 0.000055 ? 0.00011 转速环小时间常数 T? n :按小时间常数近似处理,取 T? n =错误!未找到引用源。 +Ton=0.00111s 根据跟随性和抗干扰性能都较好的原则取 h ? 5 ,则 ASR 超前时间常数为

? n ? hT?n ? 5 ? 0.00111s ? 0.00555s
15

转速开环增益:

KN ?
ASR 的比例系数:
Kn ?

h ?1 6 ? s ?2 ? 97934.69s ?2 2 2 2 2h T?n 2 ? 25 ? 0.00111

(h ? 1) ? CeTm 6 ? 2.06 ? 0.03389 ? 0.02903 ? ? 0.505 2h? RT?n 2 ? 5 ? 0.069 ? 4 ? 0.00111

c. 近似校验 转速截止频率为:

?cn ?

KN

?1

? K N? n ? 3826.53 ? 0.00555 ? 543.54s ?1

电流环传递函数简化条件:

?cn ?
现在

1 KI 3 T?i

1 K I 1 9090.909 ? ? 4285.5 3 T?i 3 0.000055 ? ?cn
满足简化条件。 转速环小时间常数近似处理条件:

?cn ?
现在

1 KI 3 Ton

?cn ?

1 KI ? 1005.04 3 Ton ? ?cn

满足近似条件。 当 h=5 时,查表得,

? n =37.6%,不能满足设计要求。实际上,由于这是按线性

系统计算的, 而突加阶跃给定时, ASR 饱和, 不符合线性系统的前提, 应该按 ASR
16

退饱和的情况重新计算超调量。 设理想空载起动时,负载系数 z=0。

?n ? (

?Cmax ?n T %) ? 2(? ? z ) nom ? ?n ? Cb n Tm

当 h=5 时,
?Cmax % ? 81.2% Cb

?nmax ?

I dnom R 3.24 ? 4 r ? ? 370.2 r min Ce 0.035 min

因此

? n ? 81.2% ? 2 ?1.5 ?
满足设计要求。

370.2 0.001 ? ? 2.14% ? 5% 1450 0.02903

第四章 Matlab/Simulink 仿真
根据理论设计结果,构建直流双闭环调速系统的仿真模型[7][10],如图 3-5 所 示:
17

1 0.01s+1 Step Transfer Fcn6

In1Out1

1 0.002s+1 Saturation Transfer Fcn

In1Out1

40 0.0017s+1 Saturation1 Transfer Fcn1

2 0.03s+1 Transfer Fcn2

0.5 0.18s Transfer Fcn3

-KGain4

Subsystem

Subsystem1

Step1 Transfer Fcn4 0.05 0.002s+1 Transfer Fcn5 0.007 0.01s+1 Scope

图 3-5 直流双闭环调速系统的仿真模型

为了使系统模型更简洁, 利用了 Simulink 的打包功能将调节器模型缩小为一 个分支模块[10],如图 3-6(a)、(b)所示:

1 In1

-KGain 1 s Integrator

1 Out1
1 In1
In1Out1

-KGain2 1 s

1 Out1
In1Out1

-KGain1

-KSubsystem

Gain3 Integrator1

Subsystem1

(a) 图 3-6 (a)转速调节器 ASR

(b) (b)电流调节器 ACR

运行已构建好的 Simulink 直流双闭环调速系统仿真模块[10], 在空载、 满载和 扰动下,对系统进行仿真得到电动机转速、电流的仿真波形分别如图 3-7、3-8、 3-9 所示:

18

1600 1400 1200 1000 800 600 400 200 0 -200

0

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

图 3-7 转速环空载高速起动波形图
1600 1400 1200 1000 800 600 400 200 0 -200

0

0.5

1

1.5

图 3-8 转速环满载高速起动波形图

1600 1400 1200 1000 800 600 400 200 0 -200

0

0.5

1

1.5

图 3-9 t=1s 时加入负载扰动转速环的抗扰波形图
19

根据以上仿真结果对系统的性能指标进行分析: (1)上升时间 t r :上升时间为 0.3622s,响应时间较快。 (2)超调量σ : ? ?

Cmax ? C? 1552? 1430 ? 100% ? ? 8.5% ? 10% 。超调量满足 C? 1430

系统的设计要求,系统的相对稳定性较好。 (3)调节时间 t s :系统再 1.167s 以后就达到了稳定,稳定后基本上无静差,系 统较稳定。 (4)峰值时间 t p :该时间约为 0.4079s,系统的瞬间响应较快。 (5)在系统稳定后 1s 时突加 1 2 额定负载,系统仅用 0.18s 时间又恢复稳态,系 统稳定抗扰性。

20

第五章 实物制作
下图为 PWM 产生控制电路实物图

主要器件功能介绍: (1) 、三个大电容起滤波作用 (2) 、光耦起隔离作用 (3) 、滑动变阻器 1 调节占空比 (4) 、滑动变阻器 2 调节频率 (5) 、左下角芯片为 SG3525,是电流控制型 PWM 控制器,引脚图见图 1 所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。 在脉宽比 较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号 SG3525 的软启动接入端(引脚 8)上通常接一个 5 的软启动电容。上电过 程中, 由于电容两端的电压不能突变, 因此与软启动电容接入端相连的 PWM 比较器反向输入端处于低电平,PWM 比较器输出高电平。此时,PWM 琐存 器的输出也为高电平, 该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上,使之无 法导通。 只有软启动电容充电至其上的电压使引脚 8 处于高电平时, SG3525 才开始工作。 由于实际中, 基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上,

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而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。 当输出电压因输 入电压的升高或负载的变化而升高时,误差放大器的输出将减小,这将导致 PWM 比较器输出为正的时间变长,PWM 琐存器输出高电平的时间也变长, 因此输出晶体管的导通时间将最终变短,从而使输出电压回落到额定值,实 现了稳态。反之亦然。 外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。 当 Shutdown (引脚 10) 上的信号为高电平时,PWM 琐存器将立即动作,禁止 SG3525 的输出,同 时,软启动电容将开始放电。如果该高电平持续,软启动电容将充分放电, 直到关断信号结束,才重新进入软启动过程。注意,Shutdown 引脚不能悬 空,应通过接地电阻可靠接地,以防止外部干扰信号耦合而影响 SG3525 的 正常工作。 欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低, 在 SG3525 的输出被关断同时,软启动电容将开始放电。

(6) 、最右端两个芯片 IR2110,其主要功能为:桥驱动 IR2110 引脚功能及特点简介:LO(引脚 1):低端输出 公共端 Vcc(引脚 3):低端固定电源电压 COM(引脚 2): Vs

Nc(引脚 4): 空端

(引脚 5) :高端浮置电源偏移电压 脚 7):高端输出

VB (引脚 6):高端浮置电源电压

HO (引

Nc(引脚 8): 空端

VDD(引脚 9):逻辑电源电压

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第六章 性能测试
6.1 SG3525 性能测试
1、用示波器观察即 SG3525 的 5 脚的电压波形,波形如图 4-3 为:

图 5-1 5 脚的波形 2、用示波器观察即 SG3525 的 13 脚的电压波形,波形如图 4-4 为:

图 5-2 13 脚的波形 3、用导线将给定信号和控制 PWM 信号产生装置相连,调节滑动变阻器,记录输 出的最大占空比(占空比=50%)的波形如图 4-5 为:

图 5-3 最大占空比时的波形 最小占空比(占空比=13%)的波形如图 4-6 为:

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图 5-4

最小占空比时的波形

6.2 开环系统调试 1、线路接线如下图所示:

图 5-5 开环系统测试的实物连接图

图 5-6 开环系统测试的工作原理图 2、开环系统原理: 速度给定信号 G,控制 PWM 信号产生装置 UPM 脉宽调制器,DLD 单元把一组 PWM 波形分成两组互补的 PWM 波,用于控制俩组臂。G 用以输出 0—15V 直流给定 电压,UPW 采用 SG3525 芯片和部分外围电路构成,SG3525 通过改变外接电容电 阻的数值,可以产生不同频率的方波信号。改变给顶端电压,可以改变输出电压
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的占空比,作为 PWM 控制器的的控制信号。GD 的作用是形成四组隔离的 PWM 驱 动脉冲;PWM 为功率放大电路,直接给电动机 M 供电。这样通过改变给定电压就 可以对电动机调速了 DLD 逻辑延时单元,对 PWM 控制信号进行延时和整形当被驱动电路为双极式 工作制时,为了避免同一相上、下两只功率管直通,需要驱动信号有死区。DLD 单元即用来产生具有死区的驱动控制信号。 3、系统开环性能测定 a.电机的正转及启动 给电机上电,调节可调变阻器以改变驱动的占空比,使占空比大于 5 0%,以实现电机的正转,记录启动时机 T=3s.正转后,继续调节可调变阻器 使占空比增大, 可观察到电机空转转速增加, 能达到的最大空载转速 1450r/min。 电机的反转及启动 给电机上电,调节可调变阻器以改变驱动的占空比,使占空比小于 50%,以 实现电机的反转,记录启动时机 T=4s.反转后,继续调节可调变阻器使占空比减 小,可观察到电机空转转速增加,能达到的最大反转空载转速 1450r/min。

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总结

时光荏苒,光阴易逝,转眼间几周的时间过去了,回首这几周,有了不少收 获,为这次课程实践项目画了一个圆满的句号。 在实践学习过程中,遇到不少困难,历经千难万苦,克服了困难,最终顺利 完成了组长交给我的任务。 我觉得这是一次非常有意思的课程实践活动,它能够 让我门把自己从课本中所学的理论知识充分的运用到实践活动当中, 还能够充分 的调动我们的积极性,通过自己的努力获取劳动成果,在此期间,老师对我们要 求也非常严格,讲课也非常详细,大大的减小了我们犯错误的几率。 组长交给我的任务是找寻所需要的各种合适的器件及焊接实物跟电路设计。 以下是几点对实习任务的一些心得体会。 电路设计中,我们通过书上所学的知识,发散思维,充分列举了各种实现方 法,最后通过严谨的讨论及各方面因素的考虑,确定了最后的方案。 由于需要各种电子器件,在找寻的过程中,对于电子器件的大小、种类、容 量等各种规格有了更加充分的认识,弥补了课上所学知识的欠缺,并且对于 PWM 控制电路有了更加深刻的了解。 并且在此过程中更加熟练地掌握了万用表、示波 器等工具的使用。 焊接这门技术,说起来不难,只要给几分钟就能够焊接,但是要焊的完美, 焊得准确,又不是一件容易的事情了,早在一年以前我就学过焊接,不过没有这 次这们系统的学习,通过这次焊接实习,让我系统的掌握了焊接的技术。不过要 注意,从最开始元件的选择处理,到最后完成,每一个步骤的是很总要的,一个 步骤错误就有可能导致最后产品的质量问题,有的错误有时是很难发现的。所以 说每一个步骤做到最好,才能把保重产品最终的质量。 当然这是一次团队协作的活动,队友在此期间给予了我莫大的帮助,没有团 队成员之间默契的合作就无法做出最后成功的结果。

参考文献:
电力拖动自动控制系统,上海工业大学 陈伯时 机械工业出版社 电气传动控制系统设计指导 李荣生主编 机械工业出版社 新型电力电子变换技术 陈国呈 中国电力出版社 电力电子技术 王兆安 黄俊主编 机械工业出版社

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