当前位置:首页 >> 信息与通信 >> [频谱分析基础]-安捷伦_图文

[频谱分析基础]-安捷伦_图文

是德科技
频谱分析基础

应用指南

谨以本应用指南献给是德科技的 Blake Peterson。 Blake 在惠普和是德科技效力 45 年之久,为全球各地的客户提供最出色的技术支持。 Blake 长期负责向新入行的市场和销售工程师传授有关频谱分析仪技术的基础知识,以 便为他们学习和掌握更高深的技术打下良好的基础。工程师们把他视为频谱分析领域的 良师益友和具有突出贡献的技术专家。 Blake 的众多成就包括: 《频谱分析基础》 应用指南, 并参与后继版本的编撰 ? 著作首版 ? 帮助推出 8566/68 频谱分析仪, 开启现代频谱分析新时代;以及 PSA 系列频谱分析仪, 在问世时为业界树立全新性能标杆 ? 提议创办 Blake Peterson 大学 ― 为是德科技所有新入职的工程师提供必要的技术培训 为了表彰他的出色成就和重要贡献, 《 Microwaves & RF 》 杂志将首座 2013 年当代传奇 奖 (Living Legend Award) 特别授予 Blake。

目录
第 1 章 - 引论 ........................................................................................................................ 5 频域对时域 .......................................................................................................................... 5 什么是频谱? ........................................................................................................................ 6 为什么要测量频谱? ............................................................................................................. 6 信号分析仪种类 .................................................................................................................. 8 第 2 章 - 频谱分析仪原理 ..................................................................................................... 9 射频衰减器 ........................................................................................................................ 10 低通滤波器或预选器 ......................................................................................................... 10 分析仪调谐 ........................................................................................................................ 11 中频增益 ............................................................................................................................ 12 信号分辨 ............................................................................................................................ 13 剩余调频 ............................................................................................................................ 15 相位噪声 ............................................................................................................................ 16 扫描时间 ............................................................................................................................ 18 包络检波器 ........................................................................................................................ 20 显示 ................................................................................................................................... 21 检波器类型 ........................................................................................................................ 22 采样检波 ............................................................................................................................ 23 峰值 (正) 检波 ..................................................................................................................... 24 负峰值检波 ........................................................................................................................ 24 正常检波 ............................................................................................................................ 24 平均检波 ............................................................................................................................ 27 EMI 检波器: 平均值和准峰值检波 .................................................................................... 27 平滑处理 ............................................................................................................................ 28 时间选通 ........................................................................................................................... 31 第 3 章 - 数字中频概述 ....................................................................................................... 36 数字滤波器 ........................................................................................................................ 36 全数字中频 ........................................................................................................................ 37 专用数字信号处理 ............................................................................................................ 38 其他视频处理功能 ............................................................................................................ 38 频率计数 ............................................................................................................................ 38 全数字中频的更多优势 ..................................................................................................... 39 第 4 章 - 幅度和频率精度 ................................................................................................... 40 相对不确定度 .................................................................................................................... 42 绝对幅度精度 .................................................................................................................... 42 改善总体不确定度 ............................................................................................................ 43 技术指标、 典型性能和标称值 .......................................................................................... 43 数字中频体系结构和不确定度 ......................................................................................... 43 幅度不确定度示例 ............................................................................................................ 44 频率精度 ........................................................................................................................... 44

目录

第 5 章 - 灵敏度和噪声 ....................................................................................................... 46 灵敏度 ............................................................................................................................... 46 本底噪声扩展 .................................................................................................................... 48 噪声系数 ............................................................................................................................ 49 前置放大器 ........................................................................................................................ 50 噪声作为信号 .................................................................................................................... 53 用于噪声测量的前置放大器 ............................................................................................. 54 第 6 章 - 动态范围 ...............................................................................................................55 动态范围与内部失真 ........................................................................................................ 55 衰减器测试 ........................................................................................................................ 56 噪声 ................................................................................................................................... 57 动态范围与测量不确定度 ................................................................................................. 58 增益压缩 ........................................................................................................................... 60 显示范围与测量范围 ........................................................................................................ 60 邻道功率测量 .................................................................................................................... 61 第 7 章 - 扩展频率范围 ....................................................................................................... 62 内部谐波混频 .................................................................................................................... 62 预选 ................................................................................................................................... 66 幅度校准 ........................................................................................................................... 68 相位噪声 ........................................................................................................................... 68 改善的动态范围 ................................................................................................................ 69 预选 + 和 - .......................................................................................................................... 70 外部谐波混频 .................................................................................................................... 71 信号识别 ............................................................................................................................ 73 第 8 章 - 现代信号分析仪 ................................................................................................... 76 特殊应用测量 .................................................................................................................... 76 相位信息需求 .................................................................................................................... 77 数字调制分析 .................................................................................................................... 79 实时频谱分析 .................................................................................................................... 80 第 9 章 - 控制和数据传输 ................................................................................................... 81 保存和打印数据 ................................................................................................................ 81 数据传输和远程仪器控制 ................................................................................................. 81 固化软件更新 .................................................................................................................... 82 校准、 故障解决、 诊断和修复 ........................................................................................... 82 总结 ................................................................................................................................... 82 名词解释 ............................................................................................................................ 83

5 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

第 1 章 引论
本应用指南介绍了扫描调谐超外差式频谱 分析仪的基本原理和频谱分析仪的基础知 识并探讨了频谱分析仪功能的新进展。 从最基础的角度考虑,我们可以把频谱分 析仪理解为一种频率选择性、峰值检测的 电压表,它经过校准之后显示正弦波的有 效值。应当强调的是,尽管我们常用频谱 分析仪来直接显示功率,但它毕竟不是功 率计。当然,只要知道了正弦波的某个值 (例如峰值或平均值) 和测量这个值时所用 的电阻值,就能够校准电压表用来指示功 率。数字技术的出现赋予了现代频谱分析 仪更多的功能。本指南在介绍了频谱分析 仪基本原理的同时也阐述了使用数字技 术和数字信号处理技术赋予这类仪器的 新功能。 然而,傅立叶 1 理论告诉我们,时域中的 任何电信号都可以由一个或多个具有适当 频率、幅度和相位的正弦波叠加而成。换 句话说,任何时域信号都可以变换成相应 的频域信号,通过频域测量可以得到信号 在某个特定频率上的能量值。通过适当的 滤波,我们能将图 1-1 中的波形分解成若 干个独立的正弦波或频谱分量,然后就可 以对它们进行单独分析。每个正弦波都用 幅度和相位加以表征。如果我们要分析 的信号是周期信号 ( 正如本书所研究的情 某些测量场合要求我们考察信号的全部信 息 ― 频率,幅度和相位,然而,即便不 知道各正弦分量间的相位关系,我们也同 样能实施许多的信号测量,这种分析信号 的方法称为信号的频谱分析。频谱分析更 容易理解,而且非常实用,因此本书首先 在第 2 章介绍了如何使用频谱分析仪进行 信号的频谱分析。 况),傅立叶理论指出,所包含的正弦波的 频域间隔是 1/T,其中 T 是信号的周期2。

频域对时域
在详细介绍频谱分析仪之前,读者也许会 问: "什么是频谱? 为何要对它进行分析? " 我们已经习惯于用时间作为参照,来记录 某时刻发生的事件。这种方法当然也适用 于电信号。于是可以用示波器来观察某个 电信号 ( 或通过适当传感器能转换成电压 的其他信号 ) 的瞬时值随时间的变化,也 就是在时域中用示波器观察信号的波形。

图 1-1. 复合时域信号

1. Jean Baptiste Joseph Fourier, 1768-1830。法国数学家、物理学家。他提出任何周期信号都可以看做是一系列正弦波和余弦波的叠加。 2. 若时间信号只出现一次, 则 T 为无穷大, 在频域中用一系列连续的正弦波表示。

6 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

为了正确地从时域变换到频域,理论上必 须涉及信号在整个时间范围、即在正负 无穷大的范围内的各时刻的值,不过在实 际测量时我们通常只取一段有限的时间长 度。按照傅立叶变换理论,信号同样也可 以从频域变换到时域,当然,这涉及理论 上在正负无穷大的频率范围内对信号的所 有频谱分量值作出估计。实际上,在有限 带宽内进行的测量获取了信号的大部分能 量,其结果是令人满意的。在对频域数据 进行傅立叶变换时,各个频谱分量的相位 也成为至关重要的参数。例如,在把方波 变换到频域时如果不保存相位信息,再变 换回来的波形可能就是锯齿波了。

什么是频谱?
那么,在上述讨论中什么是频谱呢? 正确 的回答是 : 频谱是一组正弦波,经适当组 合后,形成被考察的时域信号。图 1-1 显 示了一个复合信号的波形。假定我们希望 看到的是正弦波,但显然图示信号并不是 纯粹的正弦形,而仅靠观察又很难确定其 中的原因。图 1-2 同时在时域和频域显示 了这个复合信号。频域图形描绘了频谱中 每个正弦波的幅度随频率的变化情况。如 图所示,在这种情况下,信号频谱正好由 两个正弦波组成。现在我们便知道了为何 原始信号不是纯正弦波,因为它还包含第 二个正弦分量,在这种情况下是二次谐 波。既然如此,时域测量是否过时了呢 ? 答案是否定的。时域测量能够更好的适用 于某些测量场合,而且有些测量也只能在 时域中进行。例如纯时域测量中所包括的 脉冲上升和下降时间、过冲和振铃等。

为什么要测量频谱?
频域测量同样也有它的长处。如我们已经 在图 1-1 和 1-2 看到的,频域测量更适于 确定信号的谐波分量。在无线通信领域, 人们非常关心带外辐射和杂散辐射。例如 在蜂窝通信系统中,必须检查载波信号的 谐波成分,以防止对其他有着相同工作频 率与谐波的通信系统产生干扰。工程师和 技术人员对调制到载波上的信息的失真也 非常关心。 三阶交调 ( 复合信号的两个不同频谱分量 互相调制 ) 产生的干扰相当严重,因为其 失真分量可能直接落入分析带宽之内而无 法滤除。 频谱监测是频域测量的又一重要领域。政 府管理机构对各种各样的无线业务分配不 同的频段,例如广播电视、无线通信、移 动通信、警务和应急通信等其他业务。保 证不同业务工作在其被分配的信道带宽内 是至关重要的,通常要求发射机和其他辐 射设备应工作于紧邻的频段。在这些通信 系统中,针对功率放大器和其他模块的一 项重要测量是检测溢出到邻近信道的信号 能量以及由此所引起的干扰。 电磁干扰 (EMI) 是用来研究来自不同发射 设备的有意或无意的无用辐射。在此我们 关心的问题是,无论是辐射还是传导 ( 通 过电力线或其他互导连线产生 ) ,其引起 的干扰都可能影响其他系统的正常运行。

时域测量
图 1-2. 信号的时域和频域关系

频域测量

根据由政府机构或行业标准组织制定的有 关条例,几乎任何从事电气或电子产品设 计制造的人员都必须对辐射电平与频率的 关系进行测试。

7 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

图 1-3. 发射机的谐波失真测试

图 1-4. GSM 无线信号和频谱辐射模板显示出无用辐射的极限值

图 1-5. 射频功率放大器的双音测试

图 1-6. EMI 测试中对照 CISPR11 限制值的信号辐射测量结果

8 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

我们经常需要对噪声进行测量。任何有源 电路或器件都会产生额外噪声。通过除了 噪声系数和信噪比 (SNR) 能够描述器件的 性能及其对总体系统性能的影响。 图 1-3 至 1-6 列举了使用 X 系列信号分析 仪实施这类测量应用的几个例子。

技术的发展还促进了电路的小型化。因 此,工程师可以用坚固耐用的便携式频谱 分析仪 (例如 Keysight FieldFox) 更容易地 执行户外测量任务,例如发射机或天线场 地的勘测。在需要短暂停留以进行快速测 量的场合,预热时间为零的分析仪可以使 工程师尽快投入工作。通过应用先进的校 准技术,这些手持式分析仪实施现场测量 的精度与实验室级台式频谱分析仪相差不 超过十分之一 dB。 在本应用指南中,我们重点讨论扫描幅度 测量,对与相位有关的测量只做简略介 绍 — 参见第 8 章。 注 : 随着计算机成为惠普公司的主要业 务,惠普于上世纪九十年代后期创建了独 立运营的是德科技公司,并将测试与测量 业务划入是德科技。因此,许多老式频谱 分析仪冠以惠普品牌,但却是由是德科技 提供支持。 本应用指南将帮助您深入了解自己所拥有 的频谱分析仪或信号分析仪,使您可以最 充分地发挥这种多功能仪器的最大效能。

更多信息
如欲了解关于矢量测量的更多信息, 请 参 见《矢 量 信 号 分 析 基 础》应 用 指南, 5989-1121EN 。关于调谐至 0 Hz 的 FFT 分析仪的信息,请参见 Keysight 35670A 网页: www.keysight.com/?nd/35670A。

信号分析仪种类
最初的扫描调谐超外差分析仪只能测量幅 度。不过,随着技术的不断发展和通信系 统的日益复杂,相位在测量中的地位越来 越重要。频谱分析仪现在虽然仍冠以信号 分析仪的名称,但实际上已经发展成独立 的一类仪器。通过对信号进行数字化,在 经过一级或多级频率转换后,信号中的相 位和幅度信息可以得到保留和显示出来。 因此当前的信号分析仪 ( 例如 Keysight X 系列) 综合了模拟、矢量和 FFT (快速傅立 叶变换 ) 分析仪的特点。为了进一步改进 功能,Keysight X 系列信号分析仪还融合 了计算机,并配有可拆卸磁盘驱动器,即 使分析仪转移到不安全的场合使用,其敏 感数据也能保留在安全区域内。

9 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

第 2 章 频谱分析仪原理
本章将重点介绍频谱分析仪工作的基本原 理。虽然今天的技术使得现代数字实现替代 许多模拟电路成为可能,但是从经典的频谱 分析仪结构开始了解仍然非常有好处。 在后面几章中,我们将探讨数字电路赋予 频谱仪的功能及优势。第 3 章会讨论现代 频谱仪中所使用的数字架构。 图 2-1 是一个超外差频谱分析仪的简化框 图。 " 外差 " 是指混频,即对频率进行转 换,而 "超" 则是指超音频频率或高于音频 的频率范围。从图中我们看到,输入信号 先经过一个衰减器,再经低通滤波器 ( 稍 后会看到为何在此处放置滤波器 ) 到达混 频器,然后与来自本振 (LO) 的信号相混 频。由于混频器是非线性器件,其输出除 了包含两个原始信号之外,还包含它们的 谐波以及原始信号与其谐波的和信号与差 信号。若任何一个混频信号落在中频 (IF) 滤波器的通带内,它都会被进一步处理 ( 被放大可能还有按对数压缩 ) 。重要的处 理过程有包络检波、数字化以及显示。斜 波发生器在屏幕上产生从左到右的水平移 动,同时它还对本振进行调谐,使本振频 率的变化与斜波电压成正比。 如果您熟悉接收普通调幅 (AM) 广播信号 的超外差调幅收音机,您一定会发现它的 结构与图 2-1 所示框图极为相似。差别在 于频谱分析仪的输出是屏幕而不是扬声 器,且其本振调谐是电子调谐而不是靠前 面板旋钮调谐。 既然频谱分析仪的输出是屏幕上的 X-Y 轨 迹,那么让我们来看看从中能获得什么信 息。显示被映射在由 10 个水平网格和 10 个垂直网格组成的标度盘上。横轴表示频 率,其标度值从左到右线性增加。频率 设置通常分为两步 : 先通过中心频率控制 将频率调节到标度盘的中心线上,然后 通过频率扫宽控制再调节横跨 10 个网格 的频率范围 (扫宽)。这两个控制是相互独 立的,所以改变中心频率时,扫宽并不改 变。还有,我们可以采用设置起始频率和 终止频率的方式来代替设置中心频率和扫 宽的方式。不管是哪种情况,我们都能确 定任意被显示信号的绝对频率和任何两个 信号之间的相对频率差。

射频输入 衰减器 输入 信号 预选器或 低通滤波器

混频器

中频增益

中频 滤波器

对数 放大器

包络 检波器

本地 振荡器

视频 滤波器

基准 振荡器

扫描 发生器
图 2-1. 典型超外差频谱分析仪的结构框图

显示屏

10 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

纵轴标度按幅度大小划分。可以选用以 电压定标的线性标度或以分贝 (dB) 定标 的对数标度。对数标度比线性标度更经 常使用,因为它能反映出更大的数值 范围。对数标度能同时显示幅度相差 70 ~ 100 dB (电压比为 3200 ~ 100,000 或功 率比为 10,000,000 ~ 10,000,000,000) 的信 号,而线性标度则只能用于幅度差不大于 20 ~ 30 dB (电压比 10 ~ 32) 的信号。在这两 种情况下,我们都会运用校准技术 1 给出 标度盘上最高一行的电平即基准电平的绝 对值,并根据每个小格所对应的比例来确 定标度盘上其他位置的值。这样,我们既 能测量信号的绝对值,也能测量任意两个 信号的相对幅度差。 屏幕上会注释出频率和幅度的标度值。图 2-2 是一个典型的频谱分析仪的显示。 现在让我们将注意力再回到图 2-1 中所显 示的频谱分析仪元器件。

中隔直电容是用来防止分析仪因直流信号 或信号的直流偏置而被损坏,不过它会对 低频信号产生衰减,并使一些频谱仪的最 低可用起始频率增加至 9 kHz、100 kHz 或 10 MHz。 在有些分析仪中,可以像图 2-3 那样连接 一个幅度基准信号,它提供了一个有精确 频率和幅度的信号,用于分析仪周期性的 自我校准上。

低通滤波器或预选器
低通滤波器的作用是阻止高频信号到达混 频器。从而可以防止带外信号与本振相混 频,在中频上产生多余的频率响应。微波 频谱分析仪用预选器代替了低通滤波器, 预选器是一种可调滤波器,能够滤掉我们 所关心的频率以外的其他频率上的信号。 在第 7 章里,我们将详细介绍对输入信号 进行过滤的目的和方法。

射频衰减器
分析仪的第一部分是射频输入衰减器。它 的作用是保证信号在输入混频器时处在合 适的电平上,从而防止发生过载、增益压 缩和失真。由于衰减器是频谱仪的一种保 护电路,所以它通常是基于基准电平值 而自动设置,不过也能以 10 dB 、 5 dB 、 2 dB 甚至 1 dB 的步进来手动选择衰减值。 图 2-3 所示是一个以 2 dB 为步进量、最大 衰减值为 70 dB 的衰减器电路的例子。其 0 to 70 dB, 2 dB steps RF input
图 2-2. 参数已设定的典型频谱分析仪显示图

Amplitude reference signal
图 2-3. 射频输入衰减器电路

1. 参见第 4 章 "幅度和频率精度"。

11 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

分析仪调谐
我们需要知道怎样将频谱仪调谐至我们所 希望的频率范围。调谐取决于中频滤波器 的中心频率、本振的频率范围和允许外界 信号到达混频器 (允许通过低通滤波器) 的 频率范围。从混频器输出的所有信号分量 中,有两个具有最大幅度的信号是我们最 想得到的,它们是由本振与输入信号之和 以及本振与输入信号之差所产生的信号分 量。如果我们能使想观察的信号比本振频 率高或低一个中频,则所希望的混频分量 之一就会落入中频滤波器的通带之内,随 后会被检波并在屏幕上产生幅度响应。 为了使分析仪调谐至所需的频谱范围,我 们需要选择合适的本振频率和中频。假 定要求的调谐范围是 0 ~ 3.6 GHz,接下来 需要选择中频频率。如果选择 1 GHz 的中 频,这个频率处在所需的调谐范围内,我 们可以得到一个 1 GHz 的输入信号,又由 于混频器的输出包含原始输入信号,那么 来自于混频器的 1 GHz 输入信号将在中频 处有恒定的输出。所以不管本振如何调 谐,1 GHz 的信号都将通过系统,并在屏 幕上给出恒定的幅度响应。其结果是在频 率调谐范围内形成一个无法进行测量的空 白区域,因为在这一区域的信号幅度响应 独立于本振频率。所以不能选择 1 GHz 的 中频。 也就是说,我们应在比调谐频段更高的 频率上选择中频。在可调谐至 3.6 GHz 的 Keysight X 系列信号分析仪中,第一个本 振频率范围为 3.8 至 8.7 GHz,选择的中频 频率约为 5.1 GHz。现在我们想从 0 Hz (由 于这种结构的仪器不能观察到 0 Hz 信号, 故实际上是从某个低频) 调谐到 3.6 GHz。

选择本振频率从中频开始 (LO - IF = 0 Hz) 并 向上调谐至高于中频 3.6 GHz,则 LO - IF 的 混频分量就能够覆盖所要求的调谐范围。 运用这个原理,可以建立如下调谐方程: fsig = fLO - fIF 式中, fsig = 信号频率 fLO = 本振频率 而 fIF = 中频 (IF) 如果想要确定分析仪调谐到低频、中频或 高频信号 ( 比如 1 kHz 、 1.5 GHz 或 3 GHz) 所需的本振频率,首先要变换调谐方程得 到 fLO: fLO = fsig + fIF 然后代入信号和中频频率2 : fLO = 1 kHz + 5.1 GHz = 5.100001 GHz fLO = 1.5 GHz + 5.1 GHz = 6.6 GHz or fLO = 3 GHz + 5.1 GHz = 8.1 GHz.

图 2-4 举例说明了分析仪的调谐过程。图 中,fLO 并未高到使 fLO - fsig 混频分量落入 IF 通带内,故在显示器上没有响应。但是, 如果调整斜波发生器使本振调谐到更高频 率,则混频分量在斜波 (扫描) 的某点上将 落入 IF 通带内,我们将看到显示器上出现 响应。 由于斜波发生器能同时控制显示器上迹线 的水平位置和本振频率,因此可以根据输 入信号的频率来校准显示器的横轴。 我们还未完全解决调谐问题。如果输入 信号频率是 9.0 GHz,会发生什么情况呢? 当本振调谐在 3.8 ~ 8.7 GHz 的范围时, 在它到达远离 9.0 GHz 输入信号的中频 (3.9 GHz) 时,会得到一个频率与中频频 率相等的混频分量,并在显示器上生成响 应。换句话说,调谐方程很容易地成为: fsig = fLO + fIF

A

分析仪的 频率范围

IF

fsig

f 分析仪的 频率范围

fLO – f sig 本振的频率范围

fLO

f fLO + f sig

A

fLO
图 2-4. 为了在显示屏上产生响应, 本振必须调谐到 fIF + fsig

f

2. 为简单起见, 文中采用的是四舍五入的频率值, 精确值显示在图中。

12 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

这个公式表明图 2-1 的结构也能得到 8.9 ~ 13.8 GHz 的调谐范围,但前提是允许此范 围内的信号到达混频器。图 2-1 中输入端 低通滤波器的作用就是阻止这些高频信号 到达混频器。如前所述,我们还要求中频 信号本身不会到达混频器,那么低通滤波 器必须能对 5.1 GHz 以及 8.9 ~ 13.8 GHz 范 围内的信号进行有效的衰减。 总之,可以认为对于单频段射频频谱分析 仪,选择的中频频率应高于调谐范围的最 高频率,使本振可以从中频调谐至调谐范 围的上限频率加上中频,同时在混频器前 端放置低通滤波器来滤除 IF 以下的频率。 为了分辨频率上非常接近的信号 (见稍 后的 " 信号分辨 " 一节 ) ,有些频谱仪的中 频带宽窄至 1 kHz ,有些达到 10 Hz 甚至 1 Hz 。这样的窄带滤波器很难在 5.1 GHz 的中心频率上实现,因此必须增加另外的 混频级 (一般为 2 ~ 4 级) 来把第一中频下变

频到最后的中频。图 2-5 是一种基于典型 频谱分析仪结构的中频变换链。对应的完 整的调谐方程为: fsig = fLO1 – ( fLO2 + fLO3 + f?nal IF ) 而 fLO2 + fLO3 + f?nal IF = 4.8 GHz + 300 MHz + 22.5 MHz = 5.1225 GHz, 即为第一中频。 可以看出它与仅仅使用第一个中频的简化 调谐方程得到一样的结果。虽然图 2-5 中 只画出了无源滤波器,但实际还有更窄中 频级的放大。基于频谱仪自身的设计,最 终的中频结构可能还包括对数放大器或模 数转换器等其他器件。 大多数射频频谱分析仪都允许本振频率和 第一中频一样低,甚至更低。由于本振 和混频器的中频端口之间的隔离度有限, 故本振信号也会出现在混频器输出端。当

本振频率等于中频时,本振信号自身也 被系统处理并在显示器上出现响应,就 像输入了一个 0 Hz 的信号一样。这种响 应称为本振馈通,它会掩盖低频信号。所 以并不是所有的频谱仪的显示范围都能包 含 0 Hz。

中频增益
再看图 2-1,结构框图的下一个部分是一 个可变增益放大器。它用来调节信号在显 示器上的垂直位置而不会影响信号在混频 器输入端的电平。当中频增益改变时,基 准电平值会相应的变化以保持所显示信号 指示值的正确性。通常,我们希望在调节 输入衰减时基准电平保持不变,所以射频 输入衰减器和中频增益的设置是联动的。 在输入衰减改变时,中频增益会自动调整 来抵消输入衰减变化所产生的影响,从而 使信号在显示器上的位置保持不变。

3.6 GHz

5.1225 GHz

322.5 MHz

22.5 MHz

包络 检波器

3.8 ~ 8.7 GHz 4.8 GHz 300 MHz

扫描 发生器

显示器

图 2-5. 大多数频谱分析仪使用 2 ~ 4 个混频步骤以达到最后的中频

13 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

信号分辨
中频增益放大器之后,就是由模拟和 / 或 数字分辨率带宽 (RBW) 滤波器组成的中频 部分。

定宽度的。混频器的输出包括两个原始信 号 (输入信号和本振) 以及它们的和与差。 中频由带通滤波器决定,此带通滤波器会 选出所需的混频分量并抑制所有其他信 号。由于输入信号是固定的,而本振是扫 频的,故混频器的输出也是扫频的。若某 个混频分量恰好扫过中频,就会在显示器 上将带通滤波器的特性曲线描绘出来,如 图 2-6 所示。链路中最窄的滤波器带宽决 定了总显示带宽。在图 2-5 所示结构中, 该滤波器具有 22.5 MHz 的中频。 因此,两个输入信号频率必须间隔足够 远,否则它们所形成的迹线会在顶部重

叠,看起来像是只有一个响应。所幸的 是,频谱分析仪中的分辨率 (IF) 滤波器可 调,所以通常能找到一个带宽足够窄的滤 波器来分离频率间隔很近的信号。 是德科技频谱仪的技术资料列出了可用 的 IF 滤波器的 3 dB 带宽,以便描述频谱仪 分辨信号的能力。这些数据告诉我们两个 等幅正弦波相距多近时还能依然被分辨。 这时由信号产生的两个响应曲线的峰值处 有 3 dB 的凹陷,如图 2-7 所示,两个信号可 以被分辨。当然这两个信号还可以再近一些 直到它们的迹线完全重叠,但通常以 3 dB 带 宽作为分辨两个等幅信号的经验值3。

模拟滤波器
频率分辨率是频谱分析仪明确分离出两个 正弦输入信号响应的能力。傅立叶理论告 诉我们正弦信号只在单点频率处有能量, 好像我们不应该有什么分辨率问题。两个 信号无论在频率上多么接近,似乎都应在 显示器上表现为两条线。但是超外差接收 机的显示器上所呈现的信号响应是具有一

图 2-6. 当混频分量扫过 IF 滤波器时, 显示器上描绘出滤波器的特性曲线

图 2-7. 能够分辨出间距等于所选 IF 滤波器 3 dB 带宽的两个等幅正弦信号

3. 如果采用 normal (rosenfell) 检波模式 (见本章后 面的 " 检波类型 "), 需要使用足够的视频滤波平 滑信号轨迹, 否则因两个信号相互作用就会有拖 尾现象。虽然拖尾的轨迹指出了存在不止一个 信号, 但是很难测定每路信号的幅度。默认检波 模式是正峰值检波的频谱仪可能显示不出拖尾 效应, 可以通过选择取样检波模式来进行观察。

14 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

我们碰到更多的情况是不等幅正弦波。有 可能较小的正弦波被较大信号响应曲线的 边带所淹没。这种现象如图 2-8 所示。顶部 的轨迹线看起来是一个信号,但实际上它 包含两个: 一个频率为 300 MHz (0 dBm),另 一个频率为 300.005 MHz (-30 dBm)。在去 除 300 MHz 的信号后,较小的信号才会显 示出来。 分辨率滤波器的另一个技术指标是带宽选 择性 (也称选择性或形状因子)。带宽选择 性决定了频谱仪分辨不等幅正弦信号的能 力。是德科技频谱分析仪的带宽选择性 通常指定为 60 dB 带宽与 3 dB 带宽之比, 如图 2-9 所示。是德科技分析仪中的模拟 滤波器具有 4 个极点,采用同频调谐式设 计,其特性曲线形状类似高斯分布4 。这 种滤波器的带宽选择性约为 12.7:1。
图 2-8. 低电平信号被淹没在较大信号响应曲线的边带里

图 2-9. 带宽选择性: 60 dB 带宽与 3 dB 带宽之比

4. 一些老式频谱分析仪对于最窄的分辨带宽滤波器采用 5 个极点从而改善带宽选择性至 10:1。新型分析仪通过使用数字 IF 滤波器可以达到更好的带宽选择性。

15 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

那么,假定带宽选择性是 12.7:1,若要分 辨频率相差 4 kHz、幅度相差 30 dB 的两个 信号,应如何选择分辨率带宽呢? 由于我 们关心的是当分析仪调谐至较小信号时对 较大信号的抑制情况,因此不需要考虑整 个带宽,而只需考虑从滤波器中心频率到 边缘的频率范围。为确定在给定频偏时滤 波器边带下降了多少,使用如下方程: H(Δf) = –10(N) log10 [(Δf/f0)2 + 1] 其中 H(Δf) 为滤波器边缘的下降 (单位为 dB),N 是滤波器极点的个数,Δf 是相对中心频率 的频偏量 (单位为 Hz) f0 = RBW 2 √ 21/N?–?1
图 2-10. 带宽为 3 kHz (上方轨迹线) 不能分辨出较小信号, 带宽减小到 1 kHz (下方轨迹线) 时则能分辨

在上述假设下,N = 4,Δf = 4000。下面我 们用 3 kHz 的分辨率带宽来试一下。 首先计算 f0 : f0 = 3000 = 3448.44 2 √ 2??–?1

数字滤波器
一些频谱分析仪使用数字技术实现分辨率 带宽滤波器。数字滤波器有很多优点,例 如它能极大地改善滤波器的带宽选择性。 是德科技公司的 PSA 系列和 X 系列分析仪 实现了分辨率带宽滤波器的全部数字化。 另外像 Keysight ESA-E 系列频谱仪,采用 的是混合结构 : 带宽较大时采用模拟滤波 器,带宽小于等于 300 Hz 时采用数字滤 波器。有关数字滤波器的更多内容参见 第 3 章。

的 YIG ( 钇铁石榴石 ) 振荡器,通常具有大 约 1 kHz 的残余调频。这种不稳定性传递 给由本振和输入信号所生成的混频分量, 而且因为不可能确定屏幕显示不稳定性的 来源,所以没有一点的分辨率带宽会小于 1 kHz。 不过,现代分析仪已经极大的改善了残 余调频。比如 Keysight PXA 系列信号分析 仪具有 0.25 Hz (标称值) 的残余调频;PSA 系列频谱分析仪为 1 至 4 Hz;ESA 系列频 谱仪为 2 至 8 Hz。这使得分辨率带宽可以 减小至 1 Hz。因此,分析仪上出现的任何 不稳定性都是由输入信号造成的。

则在 4 kHz 偏移处,滤波器的边缘下降为: H(4000) = –10(4) log10 [(4000/3448.44)2 + 1] = –14.8 dB 这种情况将无法看到较小信号。改用带宽 为 1 kHz 的滤波器,可得 f0 = 1000 = 1149.48 √ 2 2??–?1

于是计算滤波器的边缘下降为: H(4000) = –10(4) log10[(4000/1149.48)2 + 1] = –44.7 dB 因而, 1 kHz 的分辨率带宽能够分辨出这 个小信号,如图 2-10 所示。

剩余 FM
最小可用分辨率带宽通常由分析仪中本 振 ( 尤其是第一本振 ) 的稳定度和剩余调 频决定。早期的频谱仪设计使用不稳定

16 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

相位噪声
没有一种振荡器是绝对稳定的。虽然我们 看不到频谱分析仪本振系统的实际频率抖 动,但仍能观察到本振频率或相位不稳定 性的明显表征,这就是相位噪声 ( 有时也 叫噪声边带)。 它们都在某种程度上受到随机噪声的频率 或相位调制的影响。如前所述,本振的任 何不稳定性都会传递给由本振和输入信号 所形成的混频分量,因此本振相位噪声的 调制边带会出现在幅度远大于系统宽带底 噪的那些频谱分量周围 (图 2-11)。显示的 频谱分量和相位噪声之间的幅度差随本振 稳定度而变化,本振越稳定,相位噪声越 小。它也随分辨率带宽而变,若将分辨率 带宽缩小 10 倍,显示相位噪声电平将减 小 10 dB5。 相位噪声频谱的形状与分析仪的设计,尤 其是用来稳定本振的锁相环结构有关。在 某些分析仪中,相位噪声在稳定环路的带 宽中相对平坦,而在另一些分析仪中,相 位噪声会随着信号的频偏而下降。相位噪 声采用 dBc (相对于载波的 dB 数) 为单位, 并归一化至 1 Hz 噪声功率带宽。有时在特 定的频偏上指定,或者用一条曲线来表示 一个频偏范围内的相位噪声特性。 通常,我们只能在分辨率带宽较窄时观察 到频谱仪的相位噪声,此时相位噪声使这 些滤波器的响应曲线边缘变得模糊。使用 前面介绍过的数字滤波器也不能改变这种 效果。对于分辨率带宽较宽的滤波器,相 位噪声被掩埋在滤波器响应曲线的边带之 下,正如之前讨论过的两个非等幅正弦波 的情况。 一些现代频谱仪或信号分析仪 (例如 Keysight X 系列) 允许用户选择不同的本振 稳定度模式,使得在各种不同的测量环境 下都能具备最佳的相位噪声。例如,PXA 信号分析仪提供 3 种模式:
图 2-11. 只有当信号电平远大于系统底噪时, 才会显示出相位噪声

? 距载波频偏大于 160 kHz 时的相位噪声 优化。 这种模式优化距载波频偏大于
160 Hz 处的相位噪声。

? 优化本振用于快速调谐。 当选择这种模 式 , 本振的特性将折衷所有距载波频偏
小于 2 MHz 范围内的相位噪声。这样在 改变中心频率或扫宽时允许在最短的测 量时间内保证最大的测量吞吐量。

? 距载波频偏小于 140 kHz 时的相位噪声 优化。 在此模式下 , 载波附近的本振相
位噪声被优化, 而 140 kHz 之外的相位噪 声不具备最优特性。

5. 对宽带底噪 (或任何宽带噪声信号) 都有这种效果。参见第 5 章 '灵敏度和噪声"。

17 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

图 2-12a. 相位噪声性能在不同测量环境下的优化

图 2-12b. 距载波频偏为 140 kHz 处的详细显示

PXA 信号分析仪的相位噪声优化还可以设 为自动模式,这时频谱仪会根据不同的测 量环境来设置仪器,使其具有最佳的速度 和动态范围。当扫宽 > 44.44 MHz 或分辨 率带宽 (RBW) > 1.9 MHz 或信号源模式设 置为 "Tracking" 时,PXA 会选择快速调谐 模式。另外,当中心频率 < 195 kHz 或当 中心频率 ≥ 1 MHz 且扫宽 ≤ 1.3 MHz、分 辨率带宽 ≤ 75 kHz 时,PXA 自动选择最佳 近载波相位噪声。在其他情况下,PXA 会 自动选择最佳宽频偏相位噪声。这些规律 适用于使用扫描扫宽、零扫宽或 FFT 扫宽 的情况。 在任何情况下,相位噪声都是频谱仪分 辨不等幅信号能力的最终限制因素。如 图 2-13 所示,根据 3 dB 带宽和选择性理 论,我们应该能够分辨出这两个信号,但 结果是相位噪声掩盖了较小的信号。
图 2-13. 相位噪声阻碍了对非等幅信号的分辨

18 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

扫描时间 模拟分辨率滤波器
如果把分辨率作为评价频谱仪的唯一标 准,似乎将频谱仪的分辨率 (IF) 滤波器设 计得尽可能窄就可以了。然而,分辨率会 影响扫描时间,而我们又非常注重扫描时 间。因为它直接影响完成一次测量所需的 时间。 考虑分辨率的原因是由于中频滤波器是带 限电路,需要有限的时间来充电和放电。 如果混频分量扫过滤波器的速度过快,便 会造成如图 2-14 所示的显示幅度的丢失 ( 关于处理中频响应时间的其他方法,见 本章后面所述的 "包络检波器")。如果我们 考虑混频分量停留在中频滤波器通带内的 时间,则这个时间与带宽成正比,与单位 时间内的扫描 (Hz) 成反比,即: 通带内的时间 = (RBW)(ST) RBW = Span/ST Span 其中 RBW = 分辨率带宽,ST = 扫描时间。 另一方面,滤波器的上升时间又与其带宽 成反比,如果我们引入比例常数 k,则有: k 上升时间 = RBW 若使前面讨论的这两个时间相等,并求解 扫描时间,得到: k (RBW)(ST) = RBW Span k(Span) 或 ST = RBW2 许多模拟分析仪中所采用的同步调谐式准 高斯滤波器的 k 值在 2 ~ 3 之间。 我们得出的重要结论是 : 分辨率的变化对 扫描时间有重大影响。老式模拟分析仪通 常都能按 1、3、10 的规律或大致等于 10 的平方根的比率提供步进值。所以,当分 辨率每改变一档,扫描时间会受到约 10 倍的影响。Keysight X 系列信号分析仪提 供的带宽步进可达 10%,以实现扫宽、分 辨率和扫描时间三者更好的折衷。 频谱分析仪一般会根据扫宽和分辨率带宽 的设置自动调整扫描时间,通过调节扫描 时间来维持一个被校准的显示。必要时, 我们可以不使用自动调节而采用手动方式 设定扫描时间。如果所要求的扫描时间比 提供的最大可用扫描时间还长,频谱仪会 在网格线右上方显示 "Meas Uncal" 以表示 显示结果未经校准。
图 2-14. 扫描过快引起显示幅度的下降和所指定频率的偏移

19 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

数字分辨率滤波器
是德科技频谱分析仪中所使用的数字分 辨率滤波器对扫描时间的影响与之前所 述的模拟滤波器不同。对于扫描分析, 利用数字技术实现的滤波器在不进行更深 入处理的条件下,扫描速度提高至原来的 2 ~ 4 倍。 而配有选件 FS1 的 X 系列信号分析仪利 用编程方法可以校正分辨率带宽在大约 3 kHz ~ 100 kHz 之间时扫描速度过快的影 响。因此取决于特定的设置,扫描时间 可以从秒级缩短到毫秒级。见图 2-14a。 不包括校正过程的扫描时间将达到 79.8 秒。图 2-14b 显示了分析仪配有选件 FS1 时,扫描时间达 1.506 秒。对于这些最宽 的分辨率带宽,扫描时间已经非常短。例 如,在 k = 2、 1 GHz 扫宽、 1 MHz 分辨率 带宽条件下,使用公式计算得出扫描时间 仅为 2 毫秒。 对于较窄的分辨率带宽,Keysight X 系列 等分析仪使用快速傅立叶变换 (FFT) 来处 理数据,因此扫描时间也会比公式预计的 时间短。由于被分析的信号是在多个频率 范围中进行处理,所以不同的分析仪会有 不同的性能表现。例如,如果频率范围为 1 kHz,那么当我们选择 10 Hz 的分辨率带 宽时,分析仪实际上是在 1 kHz 单元中通 过 100 个相邻的 10 Hz 滤波器同时处理数 据。如果数字处理的速度能达到瞬时,那 么可以预期扫描时间将缩短 100 倍。实际 上缩减的程度要小些,但仍然非常有意 义。关于数字处理技术的更多优势参见 第 3 章。
图 2-14a. 20 kHz RBW、未配有选件 FS1 时的全扫宽扫描速度

图 2-14b. 20 kHz RBW、配有选件 FS1 时的全扫宽扫描速度

更多信息
关于快速扫描测量的详细讨论,请参见 《使用快速扫描技术加速杂散搜索 》 ―应 用指南,5991-3739CHCN

20 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

包络检波器6
老式分析仪通常会使用包络检波器将中频 信号转换为视频信号 7 。最简单的包络检 波器由二极管、负载电阻和低通滤波器组 成,如图 2-15 所示。示例中的中频链路 输出信号 (一个幅度调制的正弦波) 被送至 检波器,检波器的输出响应随中频信号的 包络而变化,而不是中频正弦波本身的瞬 时值。 对大多数测量来说,我们选择足够窄的分 辨率带宽来分辨输入信号的各个频谱分 量。如果本振频率固定,频谱仪则调谐到 信号的其中一个频谱分量上,那么中频输 出就是一个恒定峰值的稳定正弦波。于是 包络检波器的输出将是一个恒定 (直流) 电 压,并没有需要检波器来跟踪的变化。 不过,有些时候我们会故意使分辨率带宽 足够宽以包含两个或更多的频谱分量, 而有些场合则别无选择,因为这些频谱分 量之间的频率间隔比最窄的分辨率带宽还 要小。假设通带内只含两个频谱分量,则 两个正弦波会相互影响而形成拍音,如图 2-16 所示,中频信号的包络会随着两个正 弦波间的相位变化而变化。 分辨率 (中频) 滤波器的带宽决定了中频信 号包络变化的最大速率。该带宽决定了 两个输入正弦波之间有多大的频率间隔 从而在经混频后能够同时落在滤波器通 带内。假设末级中频为 22.5 MHz ,带宽 为 100 kHz ,那么两个间隔 100 kHz 的输 入信号会产生 22.45 和 22.55 MHz 的混频 分量,因而满足上述标准,如图 2-16 所 示。检波器必须能够跟踪由这两个信号所 引起的包络变化,而不是 22.5 MHz 中频 信号本身的包络。 包络检波器使频谱分析仪成为一个电压 表。让我们再次考虑上述中频通带内同时 有两个等幅信号的情况,功率计所指示的 电平值会比任何一个信号都要高 3 dB,也 就是两个信号的总功率。假定两个信号靠 得足够近,以致分析仪调谐至它们中间时 由于滤波器的频响跌落 8 而引起的衰减可 数字技术实现的分辨率带宽滤波器不包括 模拟的包络检波器,而是用数字处理计算 出 I 、 Q 两路数据平方和的方根,这在数 值上与包络检波器的输出相同。关于数字 结构的更多内容,参见第 3 章。 因此,包络检波器根据来自中频链路的信 号峰值 (而不是瞬时值) 的变化而改变,导 致信号相位的丢失,这将电压表的特性赋 予了频谱分析仪。 以忽略不计,那么分析仪的显示将在任一 信号电平 2 倍的电压值 (大于 6 dB) 与 0 (在 对数标度下为负无穷大) 之间变化。记 住这两个信号是不同频率的正弦信号 ( 矢 量 ) ,所以它们彼此之间的相位也在不断 变化,有时刚好同相,幅值相加,而有时 又刚好反相,则幅值相减。
图 2-16. 包络检波器的输出随中频信号的峰值而变化 图 2-15. 包络检波器

t 中频信号

t

更多信息
关于包络检波器的更多信息,请参 见《频谱和信号分析仪的测量和噪 ―应用指南,5966-4008CHCN。 声》

6. 包络检波器不应与显示检波器混淆, 见本章后面的 "检波器类型"。 7. 一种频率范围从零 (直流) 到由电路元件决定的某个较高频率的信号。频谱仪早期的模拟显示技术用这种信号直接驱动 CRT 的垂直偏转, 因此被称为视频信号。 8. 对于这里所讨论的内容, 我们假设滤波器具有理想的矩形特性。

21 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

显示
直到 20 世纪 70 年代中期,频谱分析仪的 显示方式还是纯模拟的。显示的轨迹呈现 连续变化的信号包络,且没有信息丢失。 但是模拟显示有着自身的缺点,主要的问 题是处理窄分辨率带宽时所要求的扫描时 间很长。在极端情况下,显示轨迹会变成 一个在阴极射线显像管 (CRT) 屏幕上缓慢 移动的光点,而没有实际的轨迹。所以, 长扫描时间使显示变得没有意义。

是德科技 (当时是惠普的一部分) 率先提出 了一种可变余辉存储的 CRT,能在它上面 调节显示信息的消退速率。如果调节适 当,那么在旧轨迹刚刚消失的时刻新的轨 迹恰好出现以更新显示。这种显示是连 续、无闪烁的,而且避免了轨迹重叠带来 的混淆。它的效果相当好,但是针对每个 新的测量状态需要重新调整亮度和消退速 度。 20 世纪 70 年代中期,数字电路发展

起来,它很快被用于频谱分析仪中。一旦 一条轨迹被数字化并存入存储器后,便永 久地用于显示。在不使图像变得模糊或变 淡的前提下,以无闪烁的速率来刷新显示 变得简单。存储器中的数据以扫描速率进 行刷新,又由于存储器的内容是无闪烁地 写到显示器上,故可以随频谱仪扫过其选 定的频率扫宽时一起进行刷新,就如同模 拟系统所能做到的一样。

图 2-17. 对模拟信号进行数字化时, 每个点应显示什么样的值?

22 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

检波器类型
采用数字显示,我们需要确定对每个显示 数据点,应该用什么样的值来代表。无论 我们在显示器上使用多少个数据点,每个 数据点必须能代表某个频率范围或某段时 间间隔 ( 尽管在讨论频谱分析仪时通常并 不会用时间) 内出现的信号。 这个过程好似先将某个时间间隔的数据都 放到一个信号收集单元 (bucket) 内,然后 运用某一种必要的数学运算从这个信号收 集单元中取出我们想要的信息比特。随 后这些数据被放入存储器再被写到显示器 上。这种方法提供了很大的灵活性。 这里我们将要讨论 6 种不同类型的检波器。 在图 2-18 中,每个信号收集单元内包含 由以下公式决定的扫宽和时间帧的数据: 频域: 信号收集单元的宽度 = 扫宽/(轨迹点数 – 1) 时域: 信号收集单元的宽度 = 扫描时间/(轨迹点数 – 1) 不同仪器的采样速率不同,但减小扫宽和/ 或增加扫描时间能够获得更高的精度,因 为任何一种情况都会增加信号收集单元所 含的样本数。采用数字中频滤波器的分析 仪,采样速率和内插特性按照等效于连续 时间处理来设计。 "信号收集单元" 的概念很重要,它能够帮 我们区分这 6 种显示检波器类型: ? 取样检波 ? 正峰值检波 (简称峰值检波) ? 负峰值检波 ? 正态检波 (Normal) ? 平均检波 ? 准峰值检波 前三种检波类型 (取样、峰值 和负峰值 ) 比 较容易理解,如图 2-19 中的直观表示。 我们回到之前的问题 : 如何用数字技术尽 可能如实地显示模拟系统? 我们来设想图 2-17 所描述的情况,即显示的信号只包含 噪声和一个连续波 (CW) 信号。
图 2-19. 存储器中存入的轨迹点基于不同的检波器算法 图 2-18. 1001 个轨迹点 (信号收集单元) 中的每个点都覆盖了 100 kHz 的频率扫宽和 0.01 ms 的时间扫宽

一个信号收集单元 正峰值检波

取样检波

负峰值检波

正态、平均 和准峰值 检波要复杂一些,我
们稍后进行讨论。

23 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

取样检波
作为第一种方法,我们只选取每个信号 收集单元的中间位置的瞬时电平值 (如 图 2-19) 作为数据点,这就是取样检波模 式。为使显示轨迹看起来是连续的,我们 设计了一种能描绘出各点之间矢量关系的 系统。比较图 2-17 和 2-20 ,可以看出我 们获得了一个还算合理的显示。当然,轨 迹线上的点数越多,就越能真实地再现模 拟信号。不同频谱仪的可用显示点数是不 一样的,对于 X 系列信号分析仪,频域轨 迹线的取样显示点数可以从最少 1 个点到 最多 40001 个点。如图 2-21 所示,增加 取样点确实可使结果更接近于模拟信号。 虽然这种取样 检波方式能很好的体现噪声 的随机性,但并不适合于分析正弦波。如 果在 Keysight PXA 上观察一个 100 MHz 的 梳状信号,分析仪的扫宽可以被设置为 0 ~ 26.5 GHz。即便使用 1001 个显示点,每 个显示点代表 26.5 MHz 的频率扫宽 (信号 收集单元 ) 也远大于 8 MHz 的最大分辨率 带宽。 结果,采用取样检波模式时,只有当梳状 信号的混频分量刚好处在中频的中心处 时,它的幅度才能被显示出来。图 2-22a 是一个使用取样 检波的带宽为 750 Hz、扫 宽为 10 MHz 的显示。它的梳状信号幅度 应该与图 2-22b 所示 (使用峰值 检波) 的实 际信号基本一致。可以得出,取样 检波方 式并不适用于所有信号,也不能反映显示 信号的真实峰值。当分辨率带宽小于采样 间隔 (如信号收集单元的宽度) 时,取样检 波模式会给出错误的结果。
图 2-22a. 取样检波模式下的带宽为 250 kHz、扫宽为 10 MHz 的梳状信号 图 2-20. 取样检波模式使用 10 个点显示图 2-17 中 的信号 图 2-21. 增加取样点使显示结果更接近于模拟显示

图 2-22b. 在 10 MHz 扫宽内, 采用 (正) 峰值检波得到的实际梳状信号

24 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

(正) 峰值检波
确保所有正弦波的真实幅度都能被记录的 一种方法是显示每个信号收集单元内出现 的最大值,这就是正峰值检波方式,或者 叫峰值检波,如图 2-22b 所示。峰值检波 是许多频谱分析仪默认的检波方式,因为 无论分辨率带宽和信号收集单元的宽度之 间的关系如何,它都能保证不丢失任何正 弦信号。不过,与取样检波方式不同的 是,由于峰值检波只显示每个信号收集 单元内的最大值而忽略了实际的噪声随机 性,所以在反映随机噪声方面并不理想。 因此,将峰值检波作为第一检波方式的频 谱仪一般还提供取样检波作为补充。

负峰值检波
负峰值检波方式显示的是每个信号收集单 元中的最小值。大多数频谱仪都提供这 种检波方式,尽管它不像其他方式那么常 用。对于 EMC 测量,想要从脉冲信号中 区分出 CW 信号,负峰值检波会很有用。 在本应用指南后面的内容里,我们将看到 负峰值检波还能应用于使用外部混频器进 行高频测量时的信号识别。

正态检波
为了提供比峰值 检波更好的对随机噪声的 直观显示并避免取样 检波模式显示信号的 丢失问题,许多频谱仪还提供正态 检波模 式 (俗称 rosenfell9 模式)。如果信号像用正 峰值和负峰值检波所确定的那样既有上 升、又有下降,则该算法将这种信号归类 为噪声信号。 在这种情况下,用奇数号的数据点来显示 信号收集单元中的最大值,用偶数号的数 据点来显示最小值。见图 2-25。正态 检波 模式和取样 检波模式在图 2-23a 和 2-13b 中比较10。

图 2-23a. 正态检波模式

图 2-23b. 取样检波模式

9. Roesnfell 并不是人名, 而是一种运算方法的描述, 用以测试在给定数据点代表的信号收集单元内的信号是上升还是下降, 有时也写成 "rose'n'fell"。 10. 由于取样 检波器在测量噪声时非常有效, 所以它常被用于噪声游标应用。同样在信道功率测量和邻道功率测量中需要一种检波类型, 可以提供无任何倾向的 结果, 此时适合使用峰值 检波。对没有平均检波功能的频谱仪来说, 取样 检波是最好的选择。

25 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

当遇到正弦信号时会是什么情况呢? 我们 知道,当混频分量经过中频滤波器时,频 谱仪的显示器上会描绘出滤波器的特性曲 线。如果滤波器的曲线覆盖了许多个显示 点,便会出现下述情况 : 显示信号只在混 频分量接近滤波器的中心频率时才上升, 也只在混频分量远离滤波器中心频率时才 下降。无论哪一种情况,正峰值和负峰值 检波都能检测出单一方向上的幅度变化, 并根据正态检波算法,显示每个信号收集 单元内的最大值,如图 2-24。 当分辨率带宽比信号收集单元窄时又会怎 样呢? 这时信号在信号收集单元内既有上 升又有下降。如果信号收集单元恰好是奇 数号,则一切正常,信号收集单元内的最 大值将作为下一个数据点直接被绘出。但 是,如果信号收集单元是偶数号的,那么 描绘出的将是信号收集单元内的最小值。 根据分辨率带宽和信号收集单元宽度的比 值,最小值可能部分或完全不同于真实峰 值 (我们希望显示的值)。在信号收集单元 宽度远大于分辨率带宽的极端情况下,信 号收集单元内的最大值和最小值之差将是 信号峰值和噪声之间的差值,图 2-25 的 示例正是如此。观察第 6 个信号收集单 元,当前信号收集单元中的峰值总是与前 一个信号收集单元中的峰值相比较,当信 号单元为奇数号时 (如第 7 个单元) 就显示 两者中的较大值。此峰值实际上发生在第 6 个信号收集单元,但在第 7 个单元才被 显示出来。
图 2-24. 当信号收集单元内的值只增大或只减小时, 正态检波显示该单元内的最大值

26 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

正态 检波算法
如果信号值在一个信号收集单元内既有上 升又有下降,则偶数号信号收集单元将显 示该单元内的最小值 (负峰值)。并记录最 大值,然后在奇数号信号收集单元中将当 前单元内的峰值与之前 (记录的) 一个单元 的峰值进行比较并显示两者中的较大值 ( 正峰值 ) 。如果信号在一个信号收集单元 内只上升或者只减小,则显示峰值,如图 2-25。 这个处理过程可能引起数据点的最大值显 示过于偏向右方,但此偏移量通常只占扫 宽的一个很小的百分数。一些频谱分析仪 像 Keysight PXA 系列信号分析仪通过调节 本振的起止频率来补偿这种潜在的影响。 另一种错误是显示峰值有两个而实际峰值 只存在一个,图 2-26 显示出可能发生这 种情况的例子。使用较宽分辨率带宽并采 用峰值检波时两个峰值轮廓被显示出来。 因此峰值 检波最适用于从噪声中定位 CW 信号,取样 检波最适用于测量噪声,而既 要观察信号又要观察噪声时采用正态 检波 最为合适。
图 2-25. 正态检波算法所选择的显示轨迹点

图 2-26. 正态检波显示出两个峰值而实际只存在一个

27 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

平均检波
虽然现代数字调制方案具有类噪声特性, 但取样 检波不能提供我们所需的所有信 息。比如在测量一个 W-CDMA 信号的信 道功率时,我们需要集成信号的均方根 值,这个测量过程涉及到频谱仪一定频率 范围内的信号收集单元的总功率,取样 检 波并不能提供这个信息。 虽然一般频谱仪是在每个信号收集单元内 多次收集幅度数据,但取样检波只保留这 些数据中的一个值而忽略其他值。而平均 检波会使用该时间 (和频率) 间隔内的该信号 收集单元内所有数据,一旦数据被数字化 并且我们知道其实现的环境,便可以将数 据以多种方法处理从而获得想要的结果。 某些频谱仪将功率 (基于电压的均方根值) 取平均的检波称为 rms ( 均方根 ) 检波。 Keysight X 系列信号分析仪的平均检波功 能包括功率平均、电压平均和信号的对数 平均,不同的平均类型可以通过按键单独 选择。

电压平均 是将一个信号收集单元内测得的
信号包络的线性电压值取平均。在 EMI 测 试中通常用这种方法来测量窄带信号 ( 这 部分内容将在下一节做进一步讨论 ) 。电 压平均还可以用来观察 AM 信号或脉冲调 制信号 (如雷达信号、TDMA 发射信号) 的 上升和下降情况。

EMI 检波器: 平均检波和 准峰值检波
平均检波的一个重要应用是用于检测设备 的电磁干扰 (EMI) 特性。在这种应用中, 上一节所述的电压平均方式可以测量到可 能被宽带脉冲噪声所掩盖的窄带信号。 在 EMI 测试仪器中所使用的平均检波将取 出待测的包络并使其通过一个带宽远小于 RBW 的低通滤波器,此滤波器对信号的 高频分量 (如噪声) 做积分 (取平均) 运算。 若要在一个没有电压平均检波功能的老式 频谱分析仪中实现这种检波类型,需将频 谱仪设置为线性模式并选择一个视频滤波 器,它的截止频率需小于被测信号的最小 PRF (脉冲重复频率)。 准峰值检波 (QPD) 同样也用于 EMI 测试 中。QPD 是峰值检波的一种加权形式,它 的测量值随被测信号重复速率的下降而减 小。也就是,一个给定峰值幅度并且脉冲 重复速率为 10 Hz 的脉冲信号比另一个具 有相同峰值幅度但脉冲重复速率为 1 kHz 的信号准峰值要低。这种信号加权是通过 带有特定充放电结构的电路和由 CISPR13 定义的显示时间常量来实现。 QPD 也是定量测量信号干扰因子的一种方 法。设想我们正在收听某一遭受干扰的无 线电台,如果只是每隔几秒偶而听见由噪 声所引起的 "嗞嗞" 声,那么基本上还可以 正常收听节目,但是,如果相同幅度的干 扰信号每秒出现 60 次,就无法再正常收 听节目了。

对数功率 (视频) 平均 是将一个信号收集单
元内所测得的信号包络的对数幅度值 ( 单 位为 dB) 取平均。它最适合用来观察正弦 信号,特别是那些靠近噪声的信号。11 因此,使用功率为平均类型的平均检波方 式提供的是基于 rms 电压值的真实平均功 率,而平均类型为电压的检波器则可以看 作是通用的平均检波器。平均类型为对数 的检波器没有其他等效方式。 采用平均检波测量功率较取样检波有所改 进。取样检波需要进行多次扫描以获取足 够的数据点来提供精确的平均功率信息。 平均检波使得对信道功率的测量从某范围 内信号收集单元的求和变成代表着频谱仪 某段频率的时间间隔的合成。在快速傅立 叶变换 (FFT) 频谱仪12 中,用于测量信道 功率的值由显示数据点的和变为了 FFT 变 换点之和。在扫频和 FFT 两种模式下,这 种合成捕获所有可用的功率信息,而不像 取样检波那样只捕获取样点的功率信息。 所以当测量时间相同时,平均检波的结 果一致性更高。在扫描分析时也可以简 单地通过延长扫描时间来提高测量结果 的稳定性。

功率 (rms) 平均 是对信号的均方根电平取
平均值,这是将一个信号收集单元内所测 得的电压值取平方和再开方然后除以频谱 仪输入特性阻抗 (通常为 50 Ω) 而得到。功 率平均计算出真实的平均功率,最适用于 测量复杂信号的功率。

11. 参见第 5 章 "灵敏度和噪声"。 12. FFT 频谱分析仪同时对多个信号收集单元的数据进行数学处理, 从而提高了测量速度。更多信息参见第 3 章。 13. CISPR, 国际无线电干扰特别委员会, 由一些国际组织建立于 1934 年, 致力于解决无线电干扰。它是由国际电工委员会 (IEC) 和许多其他国际组织的委员所组 成的一个非政府组织, 其所推荐的标准通常成为世界各地的政府监管机构所采用的法定 EMC 测试要求的基础。

28 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

平滑处理
在频谱仪中有几种不同的方法来平滑包络 检波器输出幅度的变化。第一种方法是 前面已经讨论过的平均检波,还有两种方 法:视频滤波和轨迹平均14。下面将对它 们进行介绍。

视频滤波
要识别靠近噪声的信号并不只是 EMC 测 量遇到的问题。如图 2-27 所示,频谱仪 的显示是被测信号加上它自身的内部噪 声。为了减小噪声对显示信号幅度的影 响,我们常常对显示进行平滑或平均,如 图 2-28 所示。频谱仪所包含的可变视频 滤波器就是用作此目的。它是一个低通滤 波器,位于包络检波器之后,并且决定了 视频信号的带宽,该视频信号稍后将被数 字化以生成幅度数据。此视频滤波器的截 止频率可以减小到小于已选定的分辨率带 宽 (IF) 滤波器的带宽。这时候,视频系统 将无法再跟随经过中频链路的信号包络的 快速变化,结果就是对被显示信号的平均 或平滑。
图 2-27. 频谱分析仪显示的信号加噪声

更多信息
关于噪声游标的更详细讨论,请参 见《频谱和信号分析仪的测量和噪 ―应用指南,5966-4008CHCN。 声》
图 2-28. 图 2-27 中的信号经充分平滑后的显示

14. 第四种方法称为噪声游标, 我们在第 5 章 "灵敏 度和噪声 " 中做介绍。

图 2-29. VBW 与 RBW 比值分别为 3:1、1:10、1:100 时的平滑效果

29 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

这种效果在测量噪声时最为明显,尤其是 选用高分辨率带宽的时候。当减小视频带 宽,那么噪声峰峰值的波动变化也随之减 小。如图 2-29 所示,减小的程度 (平均或 平滑的程度 ) 随视频带宽和分辨率带宽的 比值而变。当比值小于或等于 0.01 时,平 滑效果较好,而比值增大时,平滑效果则 不太理想。视频滤波器不会对已经平滑的 信号轨迹 ( 例如显示的正弦信号已可以很 好地与噪声区分) 有任何影响。 如果将频谱仪设置为正峰值 检波模式, 可以注意到以下两点: 首先,如果 VBW > RBW,则改变分辨率带宽对噪声的峰 峰值起伏影响不大。其次,如果 VBW < RBW ,则改变视频带宽似乎会影响噪声 电平。噪声起伏变化不大是因为频谱仪当 前只显示了噪声的峰值。不过,噪声电平 表现出随着视频带宽而变,这是由于平均 (平滑) 处理的变化,因而使被平滑的噪声 包络的峰值改变,如图 2-30a。选择平均 检波模式,平均噪声电平并不改变,如图 2-30b。 由于视频滤波器有自己的响应时间,因 此当视频带宽 VBW 小于分辨率带宽 RBW 时,扫描时间的改变近似与视频带宽的变 化成反比,扫描时间 (ST) 通过以下公式来 描述: ST ≈ k(Span) (RBW)(VBW)
图 2-30a. 正峰值检波模式: 减小视频带宽使峰值噪声变小, 但不能降低平均噪声电平

分析仪根据视频带宽、扫宽和分辨率带 宽,自动设置相应的扫描时间。

图 2-30b.平均检波模式: 无论 VBW 与 RBW 的比值为多少 (3:1、1:10、1:100), 噪声电平保持不变

30 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

轨迹平均
数字显示提供了另一种平滑显示的选择 : 轨迹平均。这是与使用平均检波器完全不 同的处理过程。它通过逐点的两次或多次 扫描来实现平均,每一个显示点的新数值 由当前值与前一个平均值再求平均得到: A avg = 式中 Aavg = 新平均值 Aprior avg = 上次扫描所得平均值 An = 当前扫描所得测量值 n = 当前扫描次数 因此,经过若干扫描后显示会渐渐趋于一 个平均值。通过设置发生平均的扫描次 数,可以像视频滤波那样选择平均或平滑 的程度。图 2-31 显示了不同扫描次数下 获得的轨迹平均效果。尽管轨迹平均不影 响扫描时间,但因为多次扫描需要一定的 时间,因此要达得期望的平均效果所用的 时间与采用视频滤波方式所用的时间大致 相同。 在大多数场合里无论选择哪种显示平滑方 式都一样。如果被测信号是噪声或非常 接近噪声的低电平正弦信号,则不管使用 视频滤波还是轨迹平均都会得到相同的效 果。不过,两者之间仍有一个明显的区 别。视频滤波是对信号实时地进行平均, 所以对于某些信号来说,采用不同的平滑 方式会得到截然不同的效果。比如对一 即随着扫描的进行我们看到的是屏幕上每 个显示点的充分平均或平滑效果。每个点 只做一次平均处理,在每次扫描上的处理 时间约为 1/VBW 。而轨迹平均需要进行 多次扫描来实现显示信号的充分平均,且 每个点上的平均处理发生在多次扫描所需 的整个时间周期内。 图 2-32a 和 2-32b 显示对调频广播信号分 别应用视频滤波和轨迹平均,所产生的不 同效果。 个频谱随时间变化的信号采用视频平均 时,每次扫描都会得到不同的平均结果。 但是如果选择轨迹平均,所得到的结果 将更接近于真实的平均值,见图 2-32a 和 2-32b。
图 2-31. 扫描次数分别为 1、5、20、100 (每组扫描对应轨迹位置偏移从上到下) 时的轨迹平均效果

(

n-1 n A prior avg +

)

(

1 n

)A

n

图 2-32a. 视频滤波

图 2-32b. 轨迹平均

31 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

时间选通
具有时间选通功能的频谱分析仪可以获得 频域上占据相同部分而时域上彼此分离的 信号的频谱信息。通过利用外部触发信 号调整这些信号间的间隔,可以实现如 下功能: ? 测量在时域上彼此分离的多个信号中的 任意一个 (例如, 您可以分离出两个时分 而频率相同的无线信号的频谱) ? 测量 TDMA 系统中某个时隙的信号频谱 ? 排除干扰信号的频谱, 比如去除只存在于 一段时间的周期性脉冲边缘的瞬态过程

测量时分双工信号
如何使用时间选通功能执行复杂的测量, 请见图 2-33a 。图中显示了一个简化的 数字移动信号,其中包含无线信号 #1 和 #2,它们占据同一频道而时间分用。每路 信号发送一个 1 ms 的脉冲,然后关闭,而 后另一路信号再发送 1 ms。问题的关键是 如何测量每个发射信号单独的频谱。 令人遗憾的是,传统的频谱分析仪并不能 实现这一点。它只能显示两个信号的混合 频谱,如图 2-33b 所示。而现代分析仪利 用时间选通功能以及一个外部触发信号, 就能够观察到单独的无线信号 #1 ( 或 #2)

的频谱并确定其是否存在所显示的杂散信 号,如图 2-33c。 ? 外部提供的选通触发信号 ? 选通控制或触发模式 ( 边缘触发或电平 触发 ) (X 系列信号分析仪可以设置为选 通触发释抑模式 , 以忽略可能出现的错 误触发信号。) ? 选通时延设置 , 它决定了触发信号开始 后多久选通电路会被激活并开始观察被 测信号 ? 选通脉冲宽度设置 , 它决定了选通开通 并进行信号观察的时间长度

为什么需要时间选通
传统的频域频谱分析仪在分析某些信号时 只能提供有限的信息。这些较难分析的信 号类型包括: ? 射频脉冲 ? 时间复用 ? 时分多址 (TDMA) ? 频谱交织或非连续 ? 脉冲调制 有些情况,时间选通功能可以帮助您完成 一些往常即便有可能进行但也非常困难的 测量。
图 2-33a. 在时域里简化的数字移动无线信号

图 2-33b. 两路信号的混合频谱。哪路信号产生了 杂散辐射?

图 2-33c. 信号 #1 的时间选通频谱指出它是杂散辐 射的来源

图 2-33d. 信号 #2 的时间选通频谱表明它不存在杂 散辐射

32 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

调整这些参数可以让您观察到所需的某个 时间段的信号频谱。如果刚好在感兴趣的 时间段里仅有一个选通信号,那么就可以 使用如图 2-34 所示的电平选通信号。但 是在许多情况下,选通信号的时间不会与 我们要测量的频谱完全吻合。所以更灵活 的方法是结合指定的选通时延和选通脉冲 宽度采用边缘触发模式来精确定义想测量 信号的时间周期。 考虑如图 2-35 所示的 8 个时隙的 GSM 信 号。每个突发脉冲序列的长度为 0.577 ms, 整个帧长 4.615 ms 。我们可能只对某个 指定时隙内的信号频谱感兴趣。本例中 假设 8 个可用时隙中使用了两个 ( 时隙 1 和 3) ,如图 2-36 。当在频域中观察此信 号时,见图 2-37 ,我们观察到频谱中存 在多余的杂散信号。为了解决这个问题 并找到干扰信号的来源,我们需要确定 它出现在哪一个时隙里。如果要观察时 隙 3 ,我们可以将选通的触发设置在时 隙 3 中的突发脉冲序列的上升沿并指定 选通时延为 1.4577 ms 、选通脉冲宽度为 461.60 μ s ,如图 2-38 所示。选通时延确 保了在整个突发脉冲序列持续期间我们只 测量时隙 3 信号的频谱。注意一定要谨慎 地选择选通开始和停止值,以避开突发脉 冲序列的上升沿和下降沿,因为需要在测 量前留出一些时间等待 RBW 滤波信号稳定 下来。图 2-39. 显示了时隙 3 的频谱,表明 杂散信号并不是由此猝发脉冲引起的。 实现时间选通的三种常见方法: ? FFT 选通 ? 本振选通 ? 视频选通
图 2-35. 采用 8 个时隙的 TDMA 信号 (本例为 GSM 信号), 时隙 0 为 "关闭" 图 2-34. 电平触发: 频谱分析仪只在选通触发信号高于某个确定的电平时才测量频谱

33 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

图 2-36. 只有时隙 1 和 3 "开启" 的 GSM 信号在零扫宽 (时域) 时的显示

图 2-37. 两个时隙 "开启" 的 GSM 信号的频域显示, 频谱中出现多余的杂散信号

图 2-38. 使用时间选通观察 GSM 信号时隙 3 的频谱

图 2-39. 时隙 3 的频谱表明杂散信号不是由此猝发脉冲导致的

34 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

射频步进 衰减器 射频 输入

混频器

中频分辨率 带宽滤波器

中频对数 放大器

包络检波器 (中频至视频)

视频带宽 滤波器

峰值/取样 检波器

模数转换器

显示逻辑电路 本地振荡器 扫描发生器 选通控制 显示
图 2-40. 在选通本振模式下, 本振只在选通间隔内扫描

FFT 选通
Keysight X 系列信号分析仪具有内置的 FFT 功能。在此模式下,触发启用后经过 所选时延,频谱仪开始捕获数据并进行 FFT 处理。中频信号经数字化后在 1.83/ RBW 的时间周期内被采集。基于这个数 据采集计算 FFT ,得到信号的频谱。因 此,该频谱存在于已知时间段的某个特 定时间。当频谱仪扫宽比 FFT 最大宽度窄 时,这是速度最快的选通技术。 为了获得尽可能大的频率分辨率,应选择 频谱仪可用的最小的 RBW (它的捕获时间 与待测时间周期相适应 ) 。但实际中并非 总需如此,您可以选择一个较宽的 RBW 同时相应地减小选通脉冲宽度。在 FFT 选 通应用中最小可用的 RBW 通常比其他选 通技术的最小可用 RBW 更窄,因为在其 他技术里中频必须在脉冲持续期内充分稳 定,这需要比 1.83/RBW 更长的时间。

本振选通
本振选通有时也称为扫描选通,是另一项时 间选通技术。在本振选通模式下,我们通过 控制由扫描发生器产生的斜波电压来扫描本 振,如图 2-40 所示。像所有频谱仪一样, 当选通信号开启时,本振信号在频率上爬 升。当选通关闭后,扫描发生器的输出电 压固定,本振在频率上停止上升。由于这 种技术可以在每个突发脉冲信号持续期间 内对多个信号收集单元进行测量,因此它 的速度比视频选通快很多。我们同样以前

面提到的 GSM 信号为例。用标准非选通模 式的 X 系列信号分析仪扫过 1 MHz 扫宽需 要 14.6 ms,如图 2-41 所示。如果选通脉 冲宽度为 0.3 ms,频谱仪必须在 49 (14.6 除 以 0.3) 个选通信号间隔时间内扫描;如 果 GSM 信号的完整帧长为 4.615 ms,那么 总的测量时间就等于 49 个选通信号间隔乘 以 4.615 ms 等于 226 ms。这与后面所说明 的视频选通技术相比在速度上有了很大的 提高。X 系列信号分析仪和 PSA 系列频谱 分析仪均具有本振选通功能。

图 2-41. GSM 信号频谱

35 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

视频选通
一些频谱仪 (包括 Keysight 8560、8590 和 ESA 系列 ) 采用了视频选通的信号分析技 术。这种情况下,当选通信号处于截止 状态时视频电压被关闭或为 "负无穷大"。 检波器设置为峰值检波,扫描时间的设 置必须保证选通信号在每个显示点或信 号收集单元内至少出现一次,从而确保

峰值检波器能够获得相应时间间隔内的 真实数据,否则会出现没有数据值的轨 迹点,进而导致不完整的显示频谱。因 此,最小扫描时间 = 显示点数 N x 突发 脉冲的时间周期。例如,在 GSM 测量 中,完整帧长为 4.615 ms ,假设 ESA 频 谱仪设置为缺省显示点数 401 ,那么对 于 GSM 视频选通测量的最小扫描时间是

401 x 4.615 ms = 1.85 s。有些 TDMA 格式 的周期时间长达 90 ms,导致如果使用视 频选通技术需要很长的扫描时间。 现在,您已经知道典型的模拟频谱分析仪 的工作原理,以及部分重要功能特性的使 用方法,接下来要讨论的是当使用数字技 术替代某些模拟电路时,对频谱分析仪的 性能有何改善。

射频步进 衰减器 射频 输入

混频器

中频分辨率 带宽滤波器

中频对数 放大器

包络检波器 (中频至视频)

视频带宽 滤波器

峰值/取样 检波器

模数转换器

– ∞ dB

重置 显示逻辑电路

选通控制

本地振荡器

扫描发生器

显示
图 2-42. 具有选通视频的频谱分析仪的结构框图

36 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

第 3 章 数字中频概述
自 20 世纪 80 年代以来,频谱分析最深刻 巨大的变化之一就是数字技术的应用代替 了以往仪器中模拟电路实现的部分。随着 高性能模数转换器的推出,最新的频谱分 析仪与仅仅几年前的产品相比,可以在信 号通路的更早阶段对输入信号进行数字 化。这种变化在频谱分析仪的中频部分体 现的最为明显。数字中频1 对频谱分析仪 的性能有很大提高,它极大地改善了其测 量速度、精度以及利用高性能 DSP 技术测 量复杂信号的能力。 信号一旦经过数字化后,便对其进行快速 傅立叶变换。为了对合适的信号进行转 换,分析仪必须是固定调谐的 (不扫描), 即这种转换必须是对时域信号进行的。因 此当我们选择某一个数字分辨率带宽时, ESA-E 系列分析仪以 900 Hz 的步进递增本 振频率,而不是连续扫描。这种步进式调 谐可以从显示屏上观察到,当数字处理完 成后,显示以 900 Hz 的步进更新。 在第 2 章里,我们计算了两个相距 4 kHz 的信号经过一个带宽为 3 kHz 的模拟滤波 器时的边缘选择特性。让我们再对数字滤 波器做相同的计算,一个好的数字滤波器 的选择性模型是类高斯分布: H(?f) = –3.01 dB × ?f 带通滤波器,随后该中频信号经过放大, 以 11.3 kHz 的速率被采样及数字化。 性,我们可以用它来分辨频率非常接近 的信号。

[ RBW/2 ]

α

其中 H(?f) 是滤波器边缘下降值 (单位 dB)。 ? f 是相对于中心频率的频率偏移 ( 单位 Hz) , α 是控制选择性的参数。对于一个 理想的高斯滤波器, α 的值等于 2 。是德 科技频谱分析仪的扫频式 RBW 滤波器是 基于 α?= 2.12 的准高斯模型,因而其选择 性的比值为 4.1:1。

数字滤波器
Keysight ESAE 系列频谱分析仪实现了一 部分数字中频电路。传统的模拟 LC 和 晶体滤波器只能实现 1 kHz 及更高的分 辨率带宽 (RBW),而采用数字技术则 可使最窄的带宽达到 1 Hz ~ 300 Hz 。如 图 3-1 所示,线性模拟信号经下变频至中 频 8.5 kHz,并通过一个带宽只有 1 kHz 的

稍后我们会看到另一些频谱仪和信号分析 仪 (Keysight X 系列分析仪)使用了全数字 化中频技术,即仪器中所有的分辨率带宽 滤波器均采用数字技术实现。 这些频谱仪采用数字处理的一个关键好 处是它的带宽选择性可达到约 4:1 。即使 是最窄的滤波器也可以达到这样的选择

21.4 MHz

对数 视频 ADC ?C

线性

3 阶本振

模数转换器 在 11.3 kHz 处 取样和保持 8.5 kHz 载波频率, 1 kHz 带宽

图 3-1. ESA-E 系列频谱仪中的 1、3、10、30、100 和 300 Hz 分辨率带宽滤波器的数字实现方法

1. 严格说来, 信号一旦经过数字化就不再是中频 (IF), 这个点上的信号是用数字化的数值来表示。不过, 我们使用术语 "数字中频" 来描述这种替代了传统频谱分析 仪中所采用的模拟中频的数字处理技术。

37 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

把例子中的数值代入公式,我们得到: H(4 kHz) = –3.01 dB × = -24.1 dB

模数转换器的位置能够更接近于频谱仪的 输入端。下面让我们先来观察 X 系列信号 分析仪的全数字中频结构框图,如图 3-2 所示。 在此结构中,160 个分辨率带宽滤波器全 部采用数字技术实现,但在模数转换器之 前还会有模拟电路 : 首先是下变频的几个 阶段,其次是一对单极点前置滤波器 ( 其 中一个为本振滤波器,另一个为晶体滤波 器 ) 。这里的前置滤波器与模拟中频的一 样,用来防止后续过程对三阶失真的进一 步放大。此外,它还能通过自动定标实现 动态范围扩展,此单极点前置滤波器的输 出将连接至自动定标 (autorange) 检波器 和抗混叠滤波器。 与任何基于 FFT 的中频结构一样,抗混 叠滤波器必须防止混叠现象 ( 即带外的混

叠信号成为模数转换器的取样信号 ) 。这 种滤波器拥有多个极点,所以有很大的 群时延。即使是下变频至中频的一个快 速上升的射频 (RF) 脉冲,在经过此抗混 叠滤波器时也会经历大于三个模数转换 器时钟 (30 MHz) 周期的时延,这段时延 给了频谱仪时间使其在接近的大信号造 成 ADC (模数转换器) 过载之前可将它识别 出来。控制自动幅度调节检波器的逻辑电 路会在大信号到达 ADC 前减小信号的增 益,从而防止削波。如果信号包络长时间 处于较小值,该自动幅度调节电路就会相 应地提高增益,降低输入端的有效噪声影 响,同时 ADC 之后的数字增益也会作相 应地改变以补偿 ADC 之前的模拟增益的 变化。结果就是当扫频模式下启用自动幅 度调节功能可以获得一个很宽动态范围的 "浮点式" 模数转换器。

[ 3000/2 ]

4000

2.12

在频率偏移 4 kHz 处,模拟滤波器的边缘 下降为 -14.8 dB,与之相比,带宽为 3 kHz 的数字滤波器下降了 -24.1 dB。由于数字 滤波器具备这种优良的选择性,它更能分 辨出频率非常接近的信号。

全数字中频
Keysight X 系列等频谱分析仪首次将多项 数字技术结合从而实现了全数字中频,这 种全数字中频给用户带来很大好处。用于 窄扫宽的 FFT 分析和用于宽扫宽的扫频分 析的联合使用,优化了扫描过程,使得测 量能够尽可能快速地完成。在结构上,模 数转换器 (ADC) 和其他数字硬件的改进使

定制 IC 抗混叠 滤波器
ADC

I Q

计数器
I, Q r,

log (r) log log log

VBW pwr v log pwr v log

显示器检波

前置滤波器

幅度调节 规则

–1

希尔伯特 变换

log log log

自动幅度调节 ADC 系统 RISC 处理器
FFT 显示处理 对数/ 线性 dB/格 显示

图 3-2. Keysight X 系列信号分析仪全数字中频结构方框图

38 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

图 3-3 描绘了 X 系列分析仪的扫描方式。 单极点前置滤波器允许增益在频谱仪调谐 至远离载波频率时变得很高,而随着与载 波频率的逐渐靠近,增益降低,ADC 量化 噪声增大。该噪声电平的大小取决于信号 距离载波的频率,因此它看起来像是一种 阶梯状的相位噪声。不过,相位噪声与这 种自动幅度调节的噪声并不同。频谱分析 仪无法避免相位噪声,而减小前置滤波器 的带宽可以降低大多数载波频率偏移处的 自动幅度调节的噪声。又由于前置滤波器 的带宽近似等于 RBW 的 2.5 倍,所以减小 RBW 也会减小自动幅度调节的噪声。

幅度 (对数)

ADC 削波阈值 前置滤波器增益 典型模拟 中频响应 数字中频 RBW 响应 自动幅度调节后的本底噪声 典型本振相位噪声

频率或时间
图 3-3. 自动幅度调节使 ADC 噪声接近于载波而低于本振噪声或 RBW 滤波器响应

专用数字信号处理集成电路
我们回到数字中频的框图 ( 图 3-2) , ADC 增益由模拟增益确定并经过数字增益纠正 后,一个专用的集成电路开始处理信号样 本。首先,它把 30 MHz 的中频信号样本 分离成速率减半 (15 Mpairs/s) 的 I 、 Q 两 路,并用一个增益和相位与单极点模拟 前置滤波器相反的单级数字滤波器给 I 、 Q 两路一个高频提升。然后 I 、 Q 信号经 过一个接近于理想高斯响应的线性相位滤 波器进行低通滤波。高斯滤波器由于最 佳地折衷了频域性能 (形状因子) 和时域性 能 (对快速扫描的响应),经常被应用在扫 频式频谱分析里。随着信号带宽的减小, I、Q 信号可能被抽取并送至处理器作 FFT 处理或解调。尽管 FFT 运算可以覆盖的 频段跨度高达抗混叠滤波器的 10 MHz 带 宽,但是即使在较窄的 FFT 宽度 ( 比如 1 kHz) 和窄 RBW (比如 1 Hz) 情况下,要进行 FFT 运算也需要 2 千万个数据点。对较窄 的扫宽使用抽取技术可以大大减少 FFT 运 算所需的数据点个数,提高计算速度。 在零扫宽情况下观察脉冲射频包络形状的 理想方法是以线性电压标度显示滤出的信 号幅度。对数幅度信号也可以在滤波前被 转换为功率信号 (幅度的平方) 然后再被转 换回去。功率信号滤波使得分析仪对具有 类噪声特性的信号,如数字通信系统信号 和对具有相同 rms 电压值的 CW 信号都给 对于扫频分析,经滤波的 I 、 Q 信号被转 换为幅度 / 相位对的形式。传统的扫频分 析,幅度信号经视频带宽 (VBW) 滤波器并 通过显示检波电路获取样本值。对数 / 线 性显示和每标度分贝值的选择在处理器中 完成,所以信号不必重复测量就可以在屏 幕上以任意比例显示其轨迹。 出相同的平均响应。一个日益增长的应用 需求是测量一个信道或一段频率范围内的 总功率。在这种测量中,显示数据代表的 是本振扫过该数据点的时间段内的平均功 率。 VBW 滤波器还可以被配置为一个累 加器对对数、电压或功率进行平均。

频率计数 其他视频处理功能
VBW 滤波器通常用于平滑信号的对数 幅度,不过它还有许多其他功能。它能 够在滤波之前将对数幅度转换为电压包 络,并在显示检波之前以同样的方法将 其转换回来。 由于采用了数字合成本振和全数字 RBW, X 系列信号分析仪的固有频率精度很高 (扫宽 的千分之一)。另外,X 系列信号分析仪还包 含一个不仅能记录过零次数,还能记录相位 变化的频率计数器。所以它能够在 0.1 秒内 分辨数十毫 Hz 的频率。有了这种设计, 分辨频率变化的能力不再受频谱仪的限 制,而是由待记录信号的噪声水平决定。 扫频式频谱分析仪通常都有一个频率计数 器。它负责记录中频信号的过零次数以及 在余下转换过程中相对于本振已知偏移量 的频率偏移。如果计数器能够达到每秒计 一次,可以实现 1 Hz 的高分辨率。

39 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

全数字中频的更多优势
我们已经讨论了全数字中频信号分析仪的 诸多功能 : 功率 / 电压 / 对数视频滤波、高 分辨率频率计数、存储轨迹的对数 / 线性 转换、卓越的形状因子、显示数据点的 平均检波模式、 160 个 RBW ,当然还有 FFT 和扫频处理。频谱分析中,RBW 滤波 器的滤波过程会产生频率和幅度测量上的 误差,该误差随扫描速率的变化而变化。 对于固定水平的误差,全数字中频结构中 线性相位的 RBW 滤波器比起模拟滤波器 具有更快的扫描速度。数字实现还可以进 行众所周知的频率和幅度读数补偿,允许 的扫描速度通常是老式频谱仪的四倍。 Keysight X 系列信号分析仪可以达到 50 倍 以上的扫描速度 (见第 2 章 数字分辨率滤 波器)。 数字技术实现的对数放大非常精确。整个 分析仪的典型误差比制造商用来检验对数 保真度的测量不确定度小很多。当分析仪

混频器输入低于 -20 dBm 的任意电平时, 对数保真度的指标为 ± 0.07 dB 。与模拟 中频一样,对数放大器的范围不会限制低 电平信号的对数保真度,这个范围只受混 频器输入端的 -155 dBm 噪声的限制。由 于上游电路高功率处的单音压缩,混频器 输入端低于 -10 dBm 信号的保真度指标降 至 ± 0.13 dB 。与之相比,模拟对数放大 器的指标容限通常在 ±1 dB 的范围。 其他与中频相关部件的精度也有所提高。 中频预选器是模拟的,必须像模拟滤波器 那样做校准,因此受制于校准误差。但它 的性能比大多数模拟滤波器好得多。由于 需要制造的结构只有 1 级,相比模拟中频 分析仪的 4 级或 5 级滤波器,这样的滤波 器稳定很多。从而 RBW 滤波器之间的增 益变化指标被控制在 0.03 dB ,优于全模 拟中频设计 10 倍。 中频带宽的精度取决于滤波器数字部分的 稳定性限制和模拟预选器的校准不确定

度。还是同样,预选器非常稳定,仅贡献 了 5 级结构 RBW 所产生误差的 20% 。所 以,大部分 RBW 值都在他们指定设置带 宽的 2% 之内,而模拟中频分析仪的指标 是 10% ~ 20%。 提高带宽精度最重要的目的是最小化信道 功率以及类似测量的不准确性。我们知道 RBW 滤波器的噪声带宽指标比其 2% 的设 置容限更好,噪声游标和信道功率测量的 容限经修正是 ± 0.5% 。因此,带宽不确 定度对噪声密度和信道功率测量的幅度误 差影响只有 ±0.022 dB。 最后,因为没有依赖于基准电平的模拟 增益阶段,分析仪不会出现 "中频增益" 错 误。所有这些技术的改进都意味着应用全 数字中频会大大提高频谱分析仪的测量精 度,同时它还使在改变频谱仪设置的时候 不会严重影响测量不确定度,下一章将会 讨论到这一点的具体内容。

40 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

第 4 章 幅度和频率精度
我们已经能在显示屏幕上观察到信号,下 面来研究幅度精度,或者更确切的说是幅 度不确定度。目前大多数频谱分析仪都用 绝对精度和相对精度来标定。不过,相对 性能会影响到这两类精度,所以先从影响 相对测量不确定度的那些因素开始研究。 在讨论这些不确定因素之前,我们再来观 察图 4-1 所示的模拟扫描调谐式频谱分析 仪的结构框图,看看哪些部分会造成不确 定性。然后在本章后续内容中,我们会说 明数字中频和各种修正及校准技术是如何 从本质上减小测量不确定度的。 造成不确定度的元器件包括: ? 输入连接器 (不匹配) ? 射频输入衰减器 ? 混频器和输入滤波器 (平坦度) ? 中频增益/衰减 (基准电平) ? RBW 滤波器 ? 显示标度保真度 ? 校准器 (方框图中没有画出) 影响测量不确定度的一个重要而又经常被 忽略的因素是阻抗失配。频谱仪一般不 是理想的输入阻抗,信号源也没有理想的 输出阻抗。当阻抗失配时,信号的入射和 反射矢量产生的效果可好可坏,因此频谱 仪接收到的信号就可能大于或小于原始信 号。在大多数情况下,由阻抗失配造成的 不确定度通常相当小,但应强调的是,随 着近几年频谱仪幅度精度的大幅改善,如 今阻抗失配造成的不确定度已经成为总测 量不确定度中重要的一部分。总之,改善 信号源或频谱仪的匹配性能可以降低测量 不确定度。 计算最大匹配误差 (单位 dB) 的一般公式为: 误差 (dB) = –20 log [1 ± |(ρanalyzer)(ρsource)|] 其中 ρ 代表反射系数。 频谱分析仪的技术资料中一般都规定了输 入电压驻波比 (VSWR) 。已知了 VSWR , 就可以用下列公式计算出 ρ 值: ρ= (VSWR-1) (VSWR+1)

例如,考虑一个频谱仪的输入 VSWR 为 1.2,被测器件 (DUT) 输出端口处的 VSWR 为 1.4,则产生的匹配误差等于 ±0.13 dB。

更多信息
详细了解如何通过改善信号源或分 析仪的匹配性能降低测量不确定 度,请参见 《Keysight PSA 高性能频 ― 技术 谱分析仪系列的幅度精度 》 概述,5980-3080CHCN。

射频输入 衰减器

混频器

中频增益

中频滤波器

对数 放大器

包络 检波器

输入 信号
预选器或 低通滤波器 视频 滤波器 本地振荡器

基准振荡器

扫描发生器 显示
图 4-1. 频谱分析仪结构框图

41 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

由于频谱仪的最差匹配发生在输入衰减器 设置为 0 dB 的时候,故应尽量避免 0 dB 的设置。我们还可以在频谱仪输入端附加 一个匹配良好的器件 (衰减器),这样便能 大大减小由失配所引起的不确定度因素。 当要测量的信号远大于噪声电平时,加入 衰减器能够有效地减小测量不确定度。不 过当信噪比较小 (一般 ≤ 7 dB) 时,附加衰 减器反而会加大测量误差,这是因为噪声 功率附加在了信号功率上,导致偏高的错 误读数。 下面我们来分析输入衰减器。某些相对测 量需要不同的衰减器设置,这时我们必 须考虑输入衰减切换的不确定度 。由于射 频输入衰减器必须工作在频谱仪的整个频 率范围内,所以它的步进精度随频率而变 化。衰减器还会影响总的频率响应:可 以预见在 1 GHz 处,衰减器的性能十分良 好,而在 26 GHz 处则不一定有同样令人 满意的性能。 信号传输路径上的下一个元器件是输入滤 波器。频谱分析仪在低频段使用固定低通 滤波器,在高频段则使用可调带通滤波 器,又称为预选器 (将在第 7 章详细讨论)。 其中低通滤波器与预选器相比,有更好的 频率响应,且带来的频率响应误差的不确 定度也较小。预选器通常是一个 YIG 调谐 滤波器,它的频响变化范围较大,在毫米 波频段其值在 1.5 dB 到 3 dB 之间。

使用一个具有更高次谐波的本地振荡器来 完成的,我们将在第 7 章对其进行讨论。 在对不同频段的信号作相对测量时,必须 考虑每个频段的频率响应以确定总的频率 响应不确定度。另外,某些频谱仪还有频

在测量过程中可能发生变化的另一个参数 是分辨率带宽。不同的滤波器具有不同的 插入损耗,通常,当在 LC 滤波器 (一般用 于较宽的分辨率带宽) 和晶体滤波器 (用于 较窄的分辨率带宽 ) 之间切换时插入损耗 差别最大,由此导致分辨率带宽切换不确 定度。 在频谱分析仪上最常用显示信号的方法是 采用对数幅度标度,比如每格为 10 dB 或 1 dB,所以中频信号一般会通过一个对数 放大器,而此对数放大器的增益特性近似 对数曲线,因此任何相对于理想对数响应 的偏移都会增加幅度不确定度。同样,当 频谱仪采用线性标度模式时,线性放大器 也没有完美的线性响应。这种不确定度称 为显示标度保真度。

段切换不确定度 ,也必须被纳入在总的测
量不确定度中。 当输入信号转换至中频后,会通过中频增 益放大器和中频衰减器以补偿射频衰减器 设置的变化和混频器变频损耗,于是输入 信号的幅度都是参考屏幕标度盘最上方的 一行即众所周知的基准电平。中频放大器 和衰减器只工作于单一频率,所以对频率 响应没有影响。然而,它们本身的精确程 度所引入的某种幅度不确定度总是存在, 这种不确定度被称为基准电平精度。

频率响应
相同谐波频段中的信号 +0.5 dB

0

-0.5 dB

频段 1 技术指标: 0.5 dB

图 4-2. 单频段中的相对频率响应

输入滤波器之后的元器件是混频器和本 地振荡器,它们都会增加频率响应不确

定度 。图 4-2 显示了一个频段内的频率响
应。频率响应通常定义为偏离两极值中点 ±x dB。频谱仪的频率响应表征了由平坦 度以及信号到达第一混频器前 ( 包括第一 混频器 ) 各个元器件之间的相互作用产生 的总体系统性能。微波频谱分析仪使用不 止一个频段来达到 3 GHz 以上,这是通过

42 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

相对不确定度
当对输入信号进行相对测量时,我们将该 信号的某个部分或另一个不同的信号作为 基准。例如,在测量二次谐波失真时,我 们用信号的基波作为基准,绝对值并不予考 虑,而只关心二次谐波与基波的幅度差值。 在最差的相对测量情形下,基波信号可能 出现在最高频率响应的点上,而我们想要 测量的谐波信号则出现在最低频率响应的 点上,相反的情况也会以同样的概率发 生。因此,如果相对频响指标是如图 4-2 所示的 ±0.5 dB 的话,那么总的不确定度 将是它的 2 倍,即 ±1.0 dB。 有时被测的两个信号可能分别处于频谱仪 的不同频段,这种情况下,严格分析总的 不确定度则必须包括这两个频段的平坦度 的不确定度之和。 其他不确定度,像 RBW 切换不确定度或 基准电平精度,都是对两个信号同时起作 用,在相对测量过程中可不予考虑。

绝对幅度精度
几乎所有的频谱分析仪都有一个内置的 校准源提供一个指定幅度和频率的已知 基准信号。因此我们可以依靠频谱仪的 相对精度把基准信号的绝对校准转移到其 他频率和幅度上。频谱仪通常还有一个绝 对频率响应指标,平面曲线的零点就与 这个校准信号对齐。许多是德科技频谱 仪都采用 50 MHz 的基准信号,在此频率 处,绝对幅度精度指标非常之高 : X 系列 为 ±0.28 dB。

在进行不同类型的测量时最理想的做法是 考虑所有已知的不确定度然后确定哪些不 确定度可以忽略不计。表 4-1 中的数值给 出了多种不同频谱仪的指标范围。 比如像频率响应的一些指标,与频率范围 的选取有关。一个 3 GHz 的射频分析仪其 频率响应可能为 ± 0.38 dB ,而另一个调 谐至 26 GHz 的微波频谱分析仪的频率响 应可能是 ±2.5 dB 或者更高。另一方面, 一些其他不确定度来源,如分辨率带宽的 变化,对所有频率产生的效果相同。

表 4-1. 常见频谱分析仪的幅度不确定度的典型值

幅度不确定度 (±dB) 相对不确定度 射频衰减器切换不确定度 频率响应 基准电平精度 (中频衰减器/增益变化) 分辨率带宽切换不确定度 显示标度保真度 绝对不确定度 校准器精度 0.24 ~ 0.34 0.18 ~ 0.7 0.38 ~ 2.5 0.0 ~ 0.7 0.03 ~ 1.0 0.07 ~ 1.15

43 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

改善总的不确定度
若我们是第一次考察总的测量不确定度, 可能会过于关注将不确定度的值加在一 起。最坏的情况是,频谱仪中每个引起不 确定性的来源都达到规定的最大值,而且 同时全部偏向同一方向。由于不确定性来 源可以认为是独立变量,可能有些误差是 正的,而其他误差是负的,所以常用的方 法是计算这些误差的和方根 (RSS)。 无论考虑最坏的情况还是 RSS 误差,我们 都可以采取一些措施来改善这种状况。首 先,应当知道所使用频谱仪的具体技术指 标,这些指标在所要进行测量的范围内可 能足以满足需要。如果不是这样,表 4-1 提出了几种可能改善精度的途径。 在获取任何数据以前,我们可以先逐步进 行一次测量,看看是否有一些参数不需要 进行调节。我们可能会发现 : 无需改变射 频衰减器设置、分辨率带宽或是基准电平 就能够满足测量的需要,如果是这样,那 么与改变这些控制相关的所有不确定度就 可以消除。我们可能在显示保真度和基准 电平精度中作折衷选择,选用它们当中精 度更高的那个并消除另一个不确定度因 素。如果不怕麻烦想要鉴定某个分析仪的 特性,我们甚至可以绕过频率响应 2 ,而 使用一个功率计,通过对比所需频率处的 频谱仪读数和功率计读数来实现。 这同样适用于校准器。如果有一个更加精确 的或者是更接近于感兴趣频率的校准器,那 么可以用它代替内置校准器。目前许多分析 仪都具有自动校准程序,这些程序会产生一

个误差系数 ( 例如,幅度随分辨率带宽的 变化 ) ,分析仪稍后用这个系数来纠正测 量数据。有了这些自动校准程序,我们便 可以用频谱仪准确地进行幅度测量并能够 在测量过程中更自由地改变参数设置。

数字中频结构和不确定度
如前一章所述,数字中频结构可以消除或 是最小化模拟频谱仪的诸多不确定度。这 些不确定度包括:

技术指标、 典型性能和标称值
当我们评估一个频谱仪的精度时,必须理 解频谱仪技术资料中诸多基准值的含义。 是德科技定义了 3 类表征仪器性能的指标:

基准电平精度 (中频增益不确定度)
具有全数字中频结构的频谱仪如 Keysight X 系列,没有随基准电平变化的中频增 益,所以没有中频增益不确定度。

技术指标 描述温度在 0 到 55°C ( 除非另有
说明 ) 之间仪器质量保证的性能参数。每 台仪器都要经过测试以验证满足该指标, 而且还要考虑用来测试该仪器的设备自 身的测量不确定度。所有被测试的仪器 100% 满足技术指标。 有些测试设备制造商对某些仪器指标使用 "2σ" 或 95% 置信度,所以在评估来自不同 制造商的设备技术指标时,为了获得准确 的对比,很重要的一点是确保进行对比的 是同一类型的数据。

显示标度保真度
数字中频结构中没有对数放大器,其对 数功能通过数学方法实现,所以传统的 对数保真度不确定性不存在。不过其他 一些因素,如射频压缩 ( 尤其是对幅度大 于 -20 dBm 的输入信号 ) 、 ADC 增益范围 对齐精度和 ADC 的线性度 (或量化误差) 都 会影响显示标度的不确定性;其中量化误 差可以通过加入噪声平滑 ADC 传输函数 来改善,被加入的噪声称为抖动。尽管抖 动可以增加线性度,但还是会些许地恶化 显示平均噪声电平。对于 PSA 系列频谱 仪,通常建议在被测信号的信噪比大于或 等于 10 dB 时才使用抖动;而当信噪比小 于 10 dB 时,对于任一单次测量 ( 换句话 说,没有平均 ) ,加入抖动带来的更高底 噪所造成测量精度的恶化问题相比于它所 解决的线性度问题更加糟糕,所以此时最 好关掉抖动。

典型性能 描述仪器质量保证中不涵盖的其
他产品性能指标。它比技术指标规定的性 能高,表示 80% 的设备在温度 20 ~ 30°C 时置信度为 95% 的性能指标。典型性能不 包括测量不确定度。生产过程中要对所有 的仪器进行测试以获得典型性能指标。

标称值 指仪器预期的性能或对仪器的测量
应用有意义的指标,但是这些指标不被仪 器质量保证所涵盖。标称值在仪器生产过 程中一般不经过测试。

2. 如果这样做, 失配将成为更重要的误差。

44 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

RBW 切换不确定度
X 系列信号分析仪中的数字中频包括一个 模拟预选器,带宽设置为所需分辨率带 宽的 2.5 倍。此预选器在带宽、增益和中 心频率方面具有某些不确定性,且它随 RBW 的设置而变。余下的 RBW 滤波过程 在数字中频部分由 ASIC 进行数字实现, 尽管数字滤波器并不完美,但是具有很好 的可重复性,并使用一些补偿尽量减小误 差。这与模拟实现相比,整体上极大地改 善了 RBW 的切换不确定度。

表 4-2. 测量 1 GHz 信号时的幅度不确定度

不确定度的来源 绝对幅度精度 频率响应 最坏情况下的总体不确定度 总体 RSS 不确定度

1 GHz 频率、 –20 dBm 幅度的信号的绝对不确定度 N9030A PXA ±0.24 dB ±0.35 dB ±0.59 dB ±0.42 dB N9020A MXA ±0.33 dB ±0.45 dB ±0.78 dB ±0.56 dB N9010A EXA ±0.40 dB ±0.60 dB ±1.00 dB ±0.72 dB

表 4-3. 8563EC 和 N9030A PXA 的绝对和相对幅度精度的比较

不确定度的来源

10 GHz 频率、 –10 dBm 幅度的信号的测量不确定度 10 GHz 处的基频的 绝对不确定度 8563EC N9030A PXA 无 ±0.24 dB 无 ±2.0 dB 无 无 ±0.03 dB ±0.07 dB ±2.34 dB ±2.02 dB 20 GHz 处的二次谐波的 相对不确定度 8563EC 无 无 无 ± (2.2 + 2.5) dB ±1.0 dB 无 无 ±0.85 dB ±6.55 dB ±3.17 dB N9030A PXA 无 无 无 ± (2.0 + 2.0) dB 无 无 无 ±0.07 dB ±4.07 dB ±2.83 dB

幅度不确定度示例
我们来看看一些针对不同测量的幅度不确 定度的例子。假设我们要测量一个频率 为 1 GHz、幅度为 -20 dBm 的射频信号, 如果使用 Keysight PXA X 系列频谱仪,衰 减 = 10 dB,RBW = 1 kHz,VBW = 1 kHz, 扫宽 = 20 kHz,基准电平 = -20 dBm,采用 对数标度,扫描时间联动和 20 ~ 30°C 的 环境温度,技术指标上指出绝对不确定 度等于 ± 0.24 dB 加上绝对频率响应;而 使用 MXA X 系列信号分析仪采用相同的 设置测量相同的信号时,不确定度等于 ± 0.33 dB 加上绝对频率响应。具体数值 总结于表 4-2 中。 当频率更高时,不确定度也随之增大。 本例中,我们要测量一个中心频率为 10 GHz 、幅度为 -10 dBm 的信号,此外 我们还想测量它在 20 GHz 频率处的二 次谐波。假设测量条件如下 : 0 ~ 55°C , RBW = 300 kHz ,衰减 = 10 dB ,基准电 平 = -10 dBm 。我们比较了是德科技不同 的频谱分析仪和信号分析仪 8563EC (模拟 中频) 和 N9030A PXA (数字中频) 的绝对和 相对幅度不确定度,如表 4-3。 校准件 绝对幅度精度 衰减器 频率响应 频段切换不确定度 中频增益 RBW 切换 显示标度保真度 最坏情况下的 总体不确定度 总体 RSS 不确定度

± 0.3 dB 无 无 ± 2.9 dB 无 无 无 无 ±3.20 dB ±2.91 dB

频率精度
至此,我们已经近乎全面地探讨了幅度测 量。那么频率测量又如何呢? 同样我们将 频率测量划分为两大类,绝对频率 测量和

直到 20 世纪 70 年代末,由于第一本振是 一个工作在高于分析仪射频范围的高频 振荡器,绝对频率不确定度是以兆赫兹 (MHz) 测量的,在当时也没有将本振与一 个更精确的基准振荡器相关联。如今的本 振经过合成已提供了更好的精度。绝对频 率不确定度通常由频率读数精度 的指标来 描述,它包括中心频率、起止频率和游标 频率。

相对频率 测量。绝对测量用来测量指定信
号的频率,例如我们可能会去测量一个无 线电广播信号,以确认它是否工作在分配 的频率内。绝对测量还可以用来分析干扰 信号,例如杂散搜索。而相对测量可用来 得到频谱成分之间的频率差或者是调制频 率是多少。

45 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

随着 1977 年 Keysight 8568A 产品的问 世,通用频谱分析仪可以提供类似频率计 数器的精度,并且使用恒温振荡器减小频 率漂移。这些年以来,频谱仪中增加了不 同价格多种形式间接合成的晶体基准振荡 器。间接合成最广泛的定义是 : 该振荡器 的频率在某种程度上取决于基准振荡器。 它包含了锁相、鉴频和计数器锁等技术。 我们真正关心的是这些变化对频率精度 (和频率漂移) 的影响。典型的读数精度可 以表示如下: ± [(频率读数 x 频率基准误差) + 扫宽的 A% + RBW 的 B% + C Hz] 需要注意的是,除非我们知道基准频率的 信息,否则无法确定精确的频率误差。 尽管有时老化率是以较短的周期给出 ( 如 ± 5 x 10
–10

稳定性,因为它的影响可能比漂移率更严 重。总之,在确定频率不确定度之前有众 多因素需要考虑。 在出厂设置中,通常会利用一个溯源到国 家标准的内部频率标准。大多数具有内置 基准振荡器的频谱仪允许使用外部基准, 于是前面表达式的频率基准误差就是内部 频率标准的误差。 当进行相对测量时,需要考虑扫宽精度。 是德科技频谱仪的扫宽精度一般定义为 屏幕上任意两个频谱分量所指示间隔的不 确定性。例如,假设扫宽精度是扫宽的 0.5%,两个信号在 1 MHz 的扫宽内相距两 个格 (100 kHz/格),信号间隔的不确定度 为 5 kHz ;如果使用 ? 游标,不确定度也 是一样。 ? 读数会为 200 kHz ,测量结果 应该是 200 kHz ± 5 kHz。 当在野外进行测量时,我们一般希望频谱 仪开启后能够尽快完成测量任务并转移到 下一个测量点。这时,了解频谱仪在预热 时间较短时基准信号的工作情况是很有帮 助的。例如 Keysight ESA-E 系列便携式频 谱分析仪在 5 分钟预热时间后就会满足其 公布的性能指标。 大多数频谱仪都包含可以放置在信号轨迹 上以获得信号绝对频率和幅度的游标功 能。不过,游标所指示的频率值随显示频 率的校准、游标在屏幕上的位置和所选择

的显示点个数而变化。同时,为了获得最 佳的频率精度,必须仔细地把游标精确地 放在频谱分量响应的峰值处,如果稍有偏 差,频率读数就会不准确。为了获得最好 的精度,我们可以通过调窄扫宽和分辨率 带宽而将它们的影响减到最小,从而可以 更容易地将游标放在响应的峰值上。 许多频谱仪拥有游标模式,它包含可以消 除扫宽和分辨率带宽对频率精度影响的内 部计数装置。计数器并不直接对输入信号 计数,而是对中频信号或一个或多个本振 进行计数,然后由处理器计算出输入信号 的频率。为了消除计数中的噪声因素,要 求满足一个最小限度的信噪比。对中频信 号计数还可以消除将游标精确地放在显示 的信号响应峰值上的要求。如果使用游标 计数器功能,将其放置于信号峰值附近距 离噪声足够远的任何位置都能正常工作。 游标计数精度可表示为: ± [(游标频率值 x 频率基准误差) + 计数器 分辨率] 其中,频率基准误差见前面的讨论。计数 器分辨率,和其他简单的数字计数器一 样,是指计数器读数的最低有效位。一 些频谱仪允许同时使用计数器模式与 ? 游 标,这种情况下,计数器分辨率和固定频 率的影响将会加倍。

/ 天 ) ,但大多数情况下我们知

道的都是年老化率,比如 ± 1 x 10 –7/ 年。 此外我们还需知道振荡器最近一次被调 整的时间以及它的值与标称频率 (通常 为 10 MHz) 的接近程度。在考虑频率精 度时有些因素经常被忽略,包括基准振 荡器的已工作时长。许多振荡器需要经 过 24 到 72 小时才能达到规定的频率漂移 率。为了尽可能减小这种影响,一些频谱 仪只要插入交流电源线就会持续的为基准 振荡器供电。这种情况下,设备其实并未 处于真正意义上的 "关闭" 状态,更恰当的 说法应该叫 "待机"。我们还需要考虑温度

46 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

第 5 章 灵敏度和噪声
灵敏度
频谱分析仪的主要用途之一是搜索和测量 低电平信号。这种测量的最终限制是频谱 仪自身产生的噪声。这些由各种电路元件 的随机电子运动产生的噪声经过分析仪多 级增益的放大最后作为噪声信号出现在显 示屏上。该噪声在频谱分析仪里通常称为 显示平均噪声电平 (DANL1)。DANL 中看到 的噪声功率由热噪声和频谱分析仪的噪声 系数组成。虽然使用一些技术可以测量略 微低于 DANL 的信号,但是 DANL 始终限 制着我们测量低电平信号的能力。 让我们假设一个 50 欧姆的端子连接在频 谱分析仪的输入端以防止其他信号进入分 析仪。这个无源端子产生少量的噪声能量 kTB,其中: k = 玻尔兹曼常数 (1.38 x 10–23 J/K) T = 温度 (K) B = 噪声带宽 (Hz) 由于总噪声功率是测量带宽的函数,数值 通常归一化至 1 Hz 带宽。因此,室温下噪 声功率密度是 -174 dBm/Hz。当该噪声到达 分析仪的第一增益级,放大器将它连同自 身的噪声一起放大。当噪声信号继续通过 系统时,由于幅度足够高,以致后续增益 级产生的噪声对总噪声功率仅仅贡献了一 小部分。注意在频谱分析仪的输入连接器 和第一级增益之间会存在输入衰减器以及 一个或多个混频器,这些元器件都会产生 噪声。不过它们产生的噪声正处于或接近 绝对最小值 -174 dBm/Hz,所以不会对进入 第一增益级并被放大的噪声有显著影响。 虽然在输入连接器与第一增益级之间的输 入衰减器、混频器和其他电路元件对实际 系统噪声的影响较小,但由于它们衰减了 输入信号,故对分析仪显示低电平信号的 能力有明显影响,也就是说,它们降低了 信噪比从而使灵敏度降低。 当频谱分析仪输入端带有 50 欧姆负载, 我们可以通过简单地记录显示器上指示的 噪声电平来确定 DANL 。所示的电平就是 频谱分析仪自身的底噪。低于该电平的信 号被噪声掩盖而无法观测。不过, DANL 并不是输入端的实际噪声电平,而是有效 噪声电平。分析仪的显示经过校准反映输 入端的信号电平,因而所显示的噪声电平 代表了输入端假想的或者说有效的底噪。 由于输入衰减器不影响系统产生的实际噪 声,一些早期的频谱分析仪不管输入衰减 器的设置如何都简单地将噪声显示在同样 的位置。也就是中频增益保持恒定。在这 种情况下,输入衰减器将会影响显示器上 实际输入信号的位置。当增大输入衰减, 输入信号进一步被衰减,显示器上信号的 位置降低而噪声的位置保持不变。 输入端实际噪声电平是输入信号的函数。 实际上,有时噪声就是我们感兴趣的信 号。就像任何离散信号,当噪声信号高于 有效 (显示) 底噪时较容易测量。输入端有 效底噪包括位于第一增益级之前的输入衰 减器损耗、混频器变频损耗和其他电路元 件损耗。我们无法改变混频器变频损耗, 但却可以控制射频输入衰减器。这使得我 们可以控制进入第一级混频器的输入信号 功率并改变所显示的信号与底噪比。显 然,当选择最小的 (零) 射频衰减时,所得 到的 DANL 最低。

1. 显示平均噪声电平有时会和 "灵敏度" 混淆。虽然它们之间有关系, 但是含义并不相同。灵敏度是在一定的信噪比 (SNR) 或比特误码率的情况下可测量到的最 小信号电平。它是无线电接收机性能的一个通用指标。而频谱分析仪的指标总是以 DANL 给出。

47 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

从二十世纪 70 年代末开始,频谱分析仪 的设计采用了不同的方法。在新型分析仪 中,内部的微处理器可以改变中频增益从 而补偿输入衰减器的变化。所以当改变输 入衰减器时,分析仪输入的信号在显示 器上的位置并不改变,只是显示的噪声 上下移动。这时基准电平保持不变。如图 5-1 所示,当衰减从 5 dB 增加到 15 dB 再 到 25 dB ,显示的噪声电平上升而信号电 平保持 -30 dBm 不变。任何一种情况下选 择最小的输入衰减将会获得最佳信噪比。 分辨率带宽也会影响信噪比或灵敏度。分 析仪产生的噪声是随机的并且在宽频率范 围内保持恒定的幅度。因为分辨率 ( 或称 中频 ) 带宽滤波器位于第一增益级之后, 通过滤波器的总噪声功率由滤波器的带宽 决定。该噪声信号被检测并最终显示出 来。噪声信号的随机属性使得显示电平按 下列规律变化: 10 log (BW2/BW1) 式中 BW1 = 起始分辨率带宽 BW2 = 终止分辨率带宽 所以如果将分辨率带宽改变 10 倍,显 示的噪声电平会改变 10 dB ,如图 5-2 所 示。对于连续波信号,使用频谱分析仪所 提供的最小的分辨率带宽将会获得最佳信 噪比或灵敏度2。
图 5-1. 在现代信号分析仪中, 改变输入衰减, 基准电平会保持不变

图 5-2. 显示的噪声电平按照 10 log (BW2/BW1) 变化

2. 宽带脉冲信号表现出的情况相反, 当带宽变大, SNR 增加。

48 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

频谱分析仪显示信号加噪声,低的信噪比 将使信号难以分辨。前面提到视频滤波器 可以用来降低带有噪声的信号的幅度波动 同时不影响恒定信号的幅度。图 5-3 显示 出视频滤波器如何改善辨识低电平信号的 能力。注意视频滤波器对平均噪声电平并 没有影响,所以严格说来也不影响分析仪 的灵敏度。 总之,对于窄带信号,通过选择最小的分 辨率带宽和最小的输入衰减可以获得最佳 的灵敏度和信噪比。我们还可以通过设置 最小的视频带宽便于我们观察处于或接近 噪声电平的信号3 。当然,选择窄的分辨 率带宽和视频带宽会延长扫描时间。

本底噪声扩展
虽然通过设计适合的硬件和选择恰当的元 器件可以降低分析仪的固有本底噪声进而 显著改善动态范围,但是在实际应用中仍 存在着一些限制。还有一种方法可显著改 善动态范围。通过全面的信号处理和其他 技术创新,可对信号分析仪中的噪声功率 进行建模并将其从测量结果中删除,从而 降低有效噪声电平。在 Keysight PXA 信号 分析仪中,这项操作被称为本底噪声扩展 (NFE)。 一般来说,如果能够准确地确定分析仪的 噪声功率成分,那么在进行各种频谱测量 时就可以从结果中减去噪声功率。例如信 号功率或频段功率、 ACPR 、杂散、相位 噪声、谐波和互调失真等频谱测量。噪声 删减技术不会改进诸如信号解调或信号时 域显示等矢量分析操作的性能。 是德科技在噪声删减技术方面已表现出卓 越的实力,其矢量信号分析仪提供了轨迹 运算功能,用以删除频谱及频段功率测量 结果中的分析仪噪声 (Keysight X 系列信号 分析仪也提供了类似的轨迹运算功能 ) 。 尽管这种功能在使用中略有不便,但是非 常有效。它包括切断信号源与分析仪的连 接,通过大量平均运算来测量分析仪噪声 电平,而后重新连接信号源,使用轨迹运 算功能得出并显示正确结果。每当分析仪 的配置 ( 中心频率 / 扫宽、衰减器 / 输入范 围、分辨率带宽 ) 发生变化时,都必须重 新测量分析仪的噪声功率。
图 5-3. 视频滤波使得低电平信号更易分辨

3. 关于噪声对测量精度的影响, 见第 6 章的 "动态范围与测量不确定度"。

49 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

Keysight PXA 分析仪显著改善了这项测量 技术,使之适用于多种测量场合。工程师 在对分析仪进行校准时,会测量决定分 析仪本底噪声的重要参数,然后用这些 参数 ( 以及当前的测量信息,如分析仪温 度 ) 构建分析仪本底噪声的完整模型,包 括分析仪配置和工作条件发生变化时的模 型。随后,分析仪会从频谱和功率测量结 果中自动减去噪声功率成分。PXA 的这个 处理过程称为本底噪声扩展,通过 "Mode Setup (模式设置)" 菜单里的按键启用。图 5-4 显示了一个实例。 NFE 的效果表现在多个方面。分析仪在低 频段 (3.6 GHz 以下 ) 的显示平均噪声电平 (DANL) 一般会下降 10 至 12 dB,在高频段 (3.6 GHz 以上) 会降低大约 8 dB。虽然显示 的噪声电平将会降低,但是这只是删减了 分析仪的噪声功率。因此,如果分析仪的 噪声功率所占比例较大的话,那么显示的 信号功率降低得很明显,反之则不会降低 多少。 启用 NFE 后,无论是测量离散信号,还是 测量与 PXA 相连的信号源的本底噪声,结 果都会更精确。NFE 可以与所有的频谱测 量 ( 无论是 RBW 还是 VBW) 、任何类型的 检波器或平均功能结合使用。
图 5-4. 谐波的本底噪声扩展视图

噪声系数
许多接收机制造厂商按照噪声系数而不是 灵敏度来定义接收机的性能。正如我们后 面将看到的,这两个指标是可以换算的。 频谱分析仪就是一个接收机,我们将基于 正弦输入信号来研究噪声系数。 噪声系数被定义为信号通过某设备 ( 这里 就是频谱仪 ) 时信噪比的恶化程度。我们 可以将噪声系数表示为: Si/Ni F= So/No 式中 F = 以功率比 (或者说噪声因子) 表示的 噪声系数 Si = 输入信号功率 Ni = 真正输入的噪声功率 So = 输出信号功率 No = 输出噪声功率

对于频谱仪来讲,这个表达式是可以简 化的。首先,输出信号是输入信号乘以 分析仪的增益。其次,由于输出端 ( 显示 器上指示) 的信号电平与输入 (输入连接器 上) 的电平一样,分析仪的增益即为 1。所 以经过替代、抵消和重新整理,该表达式 变成: F = No/Ni 该表达式告诉我们确定噪声系数需要做的 就是将显示器读出的噪声电平和输入连接 器端真实的 (非有效) 噪声电平进行比较。 噪声系数通常以 dB 表示,或: NF = 10 log (F) = 10 log (No) – 10 log (Ni). 我们使用输入端真实的噪声电平,而不是 有效噪声电平。这是因为我们的输入信噪 比是基于真实噪声。正如前面所提到的, 当输入端接 50 欧姆负载时,室温下 1 Hz 带宽的 kTB 噪声电平是 -174 dBm。

更多信息
如欲详细了解本底噪声扩展的使 用,请参见 《在 PXA 信号分析仪中 ― 应用指南, 使用本底噪声扩展 》 5990-5340CHCN。

50 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

我们知道分析仪上显示的噪声电平随带宽 的变化而改变。因此要确定频谱分析仪 的噪声系数我们仅需要测量某一带宽的 噪声功率,然后使用 10 log (BW2/BW1) 计 算出 1 Hz 带宽下的噪声功率,并将它与 -174 dBm 进行比较。

一个合适的前置放大器,得到的系统 ( 前 置放大器和频谱分析仪 ) 噪声系数会比单 独使用频谱分析仪的噪声系数要低。从某 种程度上讲,我们降低了噪声系数,也就 是改进了系统的灵敏度。 前面介绍噪声系数时,我们基于正弦输入

不过,通过仪器测试需要有现成的设备。 我们不需要考虑具体数字。只要将前置放 大器连接至分析仪,记录显示平均噪声电 平,然后减去前置放大器的增益。就得到 系统的灵敏度。 然而我们真正希望的是提前知道前置放大 器起到什么作用。上述的两个情况可以作 如下表述: 如果 NFpre + Gpre ≥ NFSA + 15 dB, 那么 NFsys 和 如果 NFpre + Gpre ≤ NFSA – 10 dB, 那么 NFsys = NFSA – Gpre = NFpre – 2.5 dB

例如,如果测得 10 kHz 分辨率带宽下的噪 声功率为 -110 dBm,我们可以得到: NF = [所测的噪声 dBm] – 10 log (RBW/1) – kTBB = 1 Hz –110 dBm –10 log (10,000/1) – (–174 dBm) –110 – 40 + 174 = 24 dB 噪声系数与带宽无关 。假如选择不同的 分辨率带宽,所得到的结果完全一样。例 如,如果选择 1 kHz 分辨率带宽,所测的噪 声为 -120 dBm,10 log (RBW/1) 将是 30。 累加各项得到 -120 -30 + 174 = 24 dB,噪声 系数与上面的结果相同。 例子中的 24 dB 噪声系数告诉我们一个正 弦信号必须比 kTB 高 24 dB 才能等于这个 分析仪上的显示平均噪声电平。因此我 们可以使用噪声系数来确定给定带宽下 的 DANL 或比较同样带宽下不同分析仪的 DANL 。
5 4

信号进行讨论。我们以同样的依据考察前 置放大器带来的好处。不过,前置放大器 同样也放大了噪声,并且这个输出噪声可 能高于分析仪的有效输入噪声。正如在后 面的章节 "噪声作为信号" 部分将要看到的 那样,频谱分析仪使用对数功率平均如何 显示一个随机噪声信号,并且该显示值低 于实际值 2.5 dB。当探讨前置放大器时, 应该适当考虑这 2.5 dB 的影响。

通过这些表达式可以看到前置放大器是如 与其使用一大堆公式来考察前置放大器的 好处,不如让我们看看两个极端的例子和 它们适用的情况。首先,如果前置放大器 (带宽与频谱分析仪的一样) 的输出噪声功 率比分析仪的 DANL 高至少 15 dB 时,那 么系统的噪声系数比前置放大器的大概低 2.5 dB 。我们怎么知道这是正确的呢 ? 只 要将前置放大器连接至分析仪并且注意显 示的噪声发生了什么变化。如果它增大了 15 dB 或更多,便验证了上述结论。另一 方面,如果前置放大器 ( 仍与频谱分析仪 的带宽相同 ) 输出的噪声功率比分析仪的 显示平均噪声电平低 10 dB 或更多,那么 系统的噪声系数等于频谱分析仪的噪声系 数减去前置放大器的增益。同样仍可通过 观察分析仪来检验这个情况。连接前置放 大器到分析仪,若显示噪声没有改变,那 么就验证了该结论。 何影响灵敏度的。假设频谱分析仪的噪声 系数是 24 dB,前置放大器的增益是 36 dB 并且噪声系数是 8 dB。要得到系统的噪声 系数只需要将前置放大器的增益加噪声系 数与频谱分析仪的噪声系数作比较。前置 放大器的增益加噪声系数是 44 dB ,比频 谱分析仪的噪声系数高 15 dB 以上,所以 前置放大器和频谱分析仪组合的噪声系数 是前置放大器的噪声系数减去 2.5 dB,也 就是 5.5 dB。在 10 kHz 的分辨率带宽下, 前置放大器和分析仪的系统灵敏度为: kTBB=1 + 10 log (RBW/1) + NFsys = –174 + 40 + 5.5 = –128.5 dBm 此时的底噪较没有前置放大器时的 -110 dBm 改善了 18.5 dB。

前置放大器
引入噪声系数的一个原因是它能帮助我们 确定如果使用前置放大器会给我们带来多 大好处。 24 dB 的噪声系数对于频谱分析 仪是不错的,而对于专用接收机则不够 好。不过,通过在频谱分析仪的前端放置

4. 对于特定的分析仪, 由于分辨率带宽滤波器部分和增益在中频链的分布方式有所不同, 这一点可能不完全正确。 5. 照这样计算的噪声系数不能直接看作与接收机的噪声系数相比较, 因为公式中 "所测的噪声" 项比实际噪声低 2.5 dB。见本章的 "噪声作为信号"。

51 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

不过,使用前置放大器可能有一个缺点, 这取决于我们最终的测量目的。如果我 们想要最好的灵敏度但不能损失测量范 围,前置放大器则不是一个正确的选择。 图 5-5 描述了这一点。一个 24 dB 噪声系 数的频谱分析仪在 10 kHz 分辨率带宽下 的显示平均噪声电平是 -110 dBm 。如果 分析仪的 1 dB 压缩点6 是 0 dBm ,那么测 量范围是 110 dB 。当连接前置放大器, 系统的最大输入必须减去前置放大器的增 益,即为 -36 dBm。还有,当连接前置放 大器后,因为前置放大器的输出噪声功率 比分析仪自身的底噪高很多,甚至考虑了 2.5 dB 因素以后,显示平均噪声电平也会 上升 17.5 dB 。在这个较高噪声电平的基 础上减去前置放大器的增益,我们的测量 范围是 92.5 dB ,相比没有前置放大器少

了 17.5 dB 。所以当连接前置放大器时, 测量范围的损失就等于显示噪声的变化。 要想提供好的灵敏度而又不损失测量范 围,前置放大器必须符合上述的第二条标 准,也就是,前置放大器的增益和噪声系 数之和至少必须低于频谱分析仪的噪声系 数 10 dB 。在这种情况下,连接前置放大 器时显示的底噪将不会有显著变化。尽管 整个测量范围下移,并且移动量为前置放 大器的增益,我们还是得到了与开始相同 的总测量范围。 要选择正确的前置放大器,需要基于我们 的测量需求。如果我们想要绝对最佳的灵 敏度而不关心测量范围,我们应该选择一 个高增益,低噪声系数的前置放大器从而

系统的噪声系数就是前置放大器的噪声系 数减去 2.5 dB。如果我们想要好的灵敏度 但是不能牺牲测量范围,我们必须选择一 个低增益的前置放大器。 有必要指出的是,通过调节频谱分析仪 的输入衰减器能有效地降低噪声系数 ( 或 者如果愿意,可以减小前置放大器的增 益 ) 。例如,如果我们需要稍微提高灵敏 度而并不放弃测量范围时,可以使用前面 的前置放大器加上频谱分析仪上的 30 dB 射频输入衰减。这个衰减会使分析仪的噪 声系数从 24 dB 增至 54 dB。现在前置放大 器的增益加上噪声系数 (36 + 8) 比分析仪 的噪声系数低 10 dB ,从而满足了上述第 二个标准的条件。

频谱分析仪

频谱分析仪和前置放大器

0 dBm

1 dB 压缩 G pre –36 dBm

系统 1 dB 压缩 110 dB 频谱 分析仪测量 范围 92.5 dB 系统 测量范围 DANL –110 dBm DANL 系统灵敏度

–92.5 dBm G pre –128.5 dBm

图 5-5. 如果连接前置放大器时显示噪声增大, 那么噪声变化了多少, 测量范围就会缩小多少

6. 参见第 6 章中的 "混频器压缩" 部分。

52 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

系统的噪声系数现在为: NFsys = NFSA – GPRE = 54 dB – 36 dB = 18 dB 这表明相比 0 dB 输入衰减时的分析仪,噪 声系数有 6 dB 的改进,从而灵敏度改善了 6 dB,而测量范围几乎没有损失。 当然,有一些前置放大器处于这些极端情 况之间。图 5-6 给出如何通过频谱分析仪 的噪声系数和前置放大器的噪声系数以及 放大器的增益数值来确定系统的噪声系 数。我们通过观察 NFPRE + GPRE - NFSA 的值 来研究图 5-6 的曲线。如果该值小于 0 , 我们找到虚线对应的点并从高于 NF SA G PRE 的以 dB 表示的左侧纵坐标上读出系 统的噪声系数。如果 NFPRE + GPRE - NFSA 是 正值,我们在实线上找到相应的点并从高 于 NFPRE 的以 dB 表示的右侧纵坐标上读出 系统的噪声系数。 我们先来测试前面两个极端的例子。 当 NFPRE + GPRE - NFSA 变得低于 -10 dB 时, 系统的噪声系数逐渐地接近 NFSA - G PRE。 当它变得大于 +15 dB 时,系统的噪声系数 逐渐地接近 NFPRE 减去 2.5 dB。 下面,让我们用数字来试一试这两个实 例。前面我们确定分析仪的噪声系数 是 24 dB 。那么如果我们连接上 Keysight 8447D ,一个噪声系数为 8 dB ,增益为 26 dB 的前置放大器,系统的噪声系数是多 少呢? 首先,NFPRE + GPRE - NFSA 是 +10 dB。从 图 5-6 我们可以得出系统的噪声系数大约 是 NFPRE - 1.8 dB,也就是 8 - 1.8 = 6.2 dB。 该图已经考虑了 2.5 dB 的因子。另一方 面,如果前置放大器的增益仅为 10 dB,那 么 NFPRE + GPRE - NFSA 是 -6 dB。这次图中表 明系统的噪声系数是 NFSA - GPRE + 0.6 dB, 即 24 - 10 + 0.6 = 14.6 dB。(当我们在前面 确定分析仪单独的噪声系数时没有介绍 2.5 dB 因子,因为我们是从显示上直接读 出所测的噪声,该图的显示噪声已经包含 了 2.5 dB 因子)。 许多现代频谱分析仪包括可选的内置式前 置放大器。与外部前置放大器相比,内置 式前置放大器将测量装置简化并省去了额 外连接线。使用内置式前置放大器测量信 号的幅度更加方便,因为前置放大器 / 频 谱分析仪组合被当作一个系统一起校准并 且屏幕上显示的幅值已经被校正以便得到 正确的读数。如果是外部前置放大器,您 必须使用与前置放大器增益相等的基准电 平偏移量校正频谱分析仪的读值。大多数 现代频谱分析仪允许您从面板上输入外部 前置放大器的增益值,然后分析仪把这个 增益量补偿至显示基准电平,所以您可以 在屏幕上直接观察到修正的测量结果。
图 5-6. 正弦信号的系统噪声系数

NFSA – Gpre + 3 dB NFSA – Gpre + 2 dB

NFpre + 3 dB NFpre + 2 dB NFpre + 1 dB NFpre NFpre – 1 dB NFpre – 2 dB –10 +5 +10 NFpre + Gpre – NFSA (dB) –5 0 NFpre – 2.5 dB

系统噪声 系数 (dB)

NFSA – Gpre + 1 dB NFSA – Gpre

更多信息
噪声系数的详细内容,参见应用指 南 5952-8255CHCN 《射频和微波噪 。 声系数测量基础 》

53 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

噪声作为信号
到目前为止,我们已经关注了测量系统 (分析仪或分析仪加前置放大器) 内产生的 噪声。我们描述了测量系统的显示平均噪 声电平是如何限制了整体的灵敏度的。然 而,有时随机噪声就是我们想要测量的信 号。由于噪声自身的属性,超外差频谱分 析仪指示的值要小于噪声的实际值。让我 们来看看为什么会是这种情况并且怎么修 正它。 所谓随机噪声是指信号的瞬时幅度随时间 呈高斯分布,如图 5-7 所示。例如,热噪 声或约翰逊噪声就是这个特性。这种信号 没有离散的谱分量,所以不能选择某些特 定的分量并测量信号强度。实际上,我们 必须定义所谓的信号强度是什么。如果在 任意时刻对信号取样,理论上我们可以获 得任何幅度值。我们需要一个指标来表示 对时间取平均的噪声电平,比如相对于 rms 电压的功率就可以满足要求。 我们已经看到视频滤波和视频平均会减小 信号峰峰波动,给出稳定的读数。我们必 须将这个值换算到功率或 rms 电压。高斯 分布的 rms 值等于它的标准偏差 σ。 让我们从分析仪的线性显示模式着手开 始讨论。当输入端的高斯噪声通过中频 链时带宽受限,它的包络呈瑞利分布 ( 如 图 5-8) 。我们在分析仪显示上看到的噪 声,即包络检波器的输出,就是输入噪声 信号的瑞利分布包络。想要获得稳定值、 平均值,我们使用视频滤波或平均。瑞利 分布的平均值是 1.253 σ。 但是我们的分析仪是一种被校准用来指 示正弦波 rms 值的峰值响应电压计。为了 从峰值转换为 rms,分析仪将其读值乘以 大多数频谱分析仪,显示标度 ( 对数或线 性的电压) 上的噪声分布的平均是由 VBW 滤波或轨迹平均来完成的。通常,我们使 用对数显示模式的分析仪,这种模式在噪 声测量中会增加误差。对数放大器的增益 随信号幅度的变化而改变,所以较高的噪 声值并不会像较低的那样被放大相同的倍 数。结果,包络检波的输出是一个被扭曲 0.707 (-3 dB) 进行换算。瑞利分布噪声的 平均值以同样的因子进行换算,给出的读 数是 0.886 σ?( 低于 σ l.05 dB) 。为了将输 入噪声信号的 rms 电压等效为分析仪显示 的平均值,我们必须计入显示值的误差。 不过注意该误差不是一个不确定值,它是 一个恒定误差。分析仪的显示值通过加上 1.05 dB 可以得到修正。

图 5-7. 随机噪声具有高斯 幅度分布

图 5-8. 带限高斯噪声的 包络呈瑞利分布

的瑞利分布,所以从视频滤波或平均得到 的平均值还要再低 1.45 dB。因而,在对数 模式下,平均噪声的显示要低 2.5 dB。同 样,这个误差也是可以被修正的确定值7。 这就是我们前面讨论前置放大器时,不管 前置放大器的输出噪声功率是近似还是大 于分析仪本身的噪声,都要计入的 2.5 dB 因子。 影响噪声测量的另一个因素是带宽――测 量在该带宽内进行。我们已经看到改变 分辨率带宽是如何影响分析仪内部产生噪 声的显示电平。带宽以同样的方式影响着 外部噪声信号。为了比较不同分析仪的测 量,必须知道每种情况所使用的带宽。

7. 在 X 系列分析仪中, 平均不依赖显示标度, 可被设置为视频、电压或功率 (rms)。当使用功率平均, 不需要进行修正, 是因为平均 rms 电平是由信号幅度的平方 而不是电压的对数或包络决定的。

54 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

不仅仅是 3 dB (或 6 dB) 分析仪的带宽影响 所测的噪声电平,分辨率滤波器的形状 也同样起到作用。为了方便比较,我们 定义一个标准的噪声-功率带宽: 与通过分 析仪滤波器的噪声功率相同的矩形滤波器 的带宽。对于是德科技分析仪的准高斯滤 波器,等价的噪声功率带宽大约是 3 dB 带 宽的 1.05 到 1.13 倍,根据带宽的选择性而 定。例如,一个 10 kHz 的分辨率带宽滤波器 的噪声 - 功率带宽在 10.5 到 11.3 kHz 之间。 如果我们使用 10 log (BW2/BW1) 来调节显 示噪声电平使在噪声-功率带宽内测得的 数值与 3 dB 带宽内的相同,我们发现调节 量为: 10 log (10,000/10,500) = –0.21 dB 至 10 log (10,000/11,300) = –0.53 dB 也就是说,如果我们从指示的噪声电平里 减去 0.21 到 0.53 中的某个值,可以得到 方便于计算的噪声 - 功率带宽内的噪声电 平。在下面的例子中,作为带宽修正的合 理折衷,我们将使用 0.5 dB8。 考虑不同的校正因子让我们来计算每种平 均模式的总修正量: 线性 (电压) 平均: 瑞利分布 (线性模式): 3-dB/噪声功率带宽: 总修正量: 对数平均: 对数瑞利分布: 3-dB/噪声功率带宽: 总修正量: 功率 (rms 电压) 平均: 功率分布: 3-dB/噪声功率带宽: 总修正量: 0.00 dB –0.50 dB –0.50 dB 2.50 dB –0.50 dB 2.00 dB 1.05 dB –0.50 dB 0.55 dB 分析仪承担复杂的计算。并且很容易将噪 声游标的值转换到其他带宽。例如,如 果想知道一个 4 MHz 通信信道内的总噪 声,我们可以在噪声游标的值上加 10 log (4,000,000/1) 即 66 dB10。 许多现代基于微处理器的分析仪允许使用 噪声游标。当我们这样做时,微处理器转 换分析仪至功率 (rms) 平均模式,计算游 标所包含的多个显示点的平均值 ,归一 化并校正至 1 Hz 噪声 - 功率带宽然后显示 归一化的值。
9

NFSA – Gpre + 3 dB 系统噪声 系数 (dB) NFSA – Gpre + 2 dB NFSA – Gpre + 1 dB NFSA – Gpre

NFpre + 3 dB NFpre + 2 dB NFpre + 1 dB NFpre

–10

–5 0 +5 +10 NFpre + G pre – NFSA (dB)

图 5-9. 噪声信号的系统噪声系数

平。输入信号噪声和内部信号噪声加起来 抬高了显示噪声 3 dB ,就是功率的 2 倍。 所以我们可以定义对于噪声信号分析仪的 噪声系数为: NFSA(N) = (底噪)dBm/RBW – 10 log (RBW/1) – kTBB=1 + 2.5 dB 如果我们使用和前面相同的底噪,10 kHz 分辨率带宽内是 -110 dBm,得到: NFSA(N) = –110 dBm – 10 log (10,000/1) – (–174 dBm) + 2.5 dB = 26.5 dB 同正弦信号的情况一样, NF SA(N) 与分辨 率带宽无关,它告诉我们噪声信号必须 高出 kTB 多少才会在显示上等于分析仪 的底噪。 当我们给分析仪加入一个前置放大器,系 统的噪声系数和灵敏度得到改善。不过, 在定义 NFSA(N) 时已经考虑了 2.5 dB 因子, 所以系统噪声系数的曲线变成了图 5-9。 对于噪声信号,我们使用和前面正弦信号 同样的方法确定系统噪声系数。

用于噪声测量的前置放大器
由于噪声信号是典型的低电平信号,我们 常常需要使用前置放大器以拥有足够的灵 敏度测量噪声信号。不过,我们首先必须 重新计算分析仪的灵敏度。先前定义的灵 敏度是等于显示平均底噪的正弦信号的幅 度。由于分析仪被校准以显示正弦信号的 正确幅度,对这种信号无需修正。但是噪 声被显示时低了 2.5 dB,所以输入的噪声 信号必须比分析仪的显示底噪高 2.5 dB 从 而才能在到达显示时达到与底噪相同的电

8. X 系列分析仪指明噪声功率带宽精度在 0.5% 之内 (±0.022 dB)。 9. 例如, X 系列分析仪在半格内计算平均值, 并不管显示点的数量。 10. 大多数现代频谱分析仪使用信道功率功能使得这个计算更加简单。用户输入信道的综合带宽并让信号在分析仪屏幕上居中显示。信道功率功能将计算信道 内的总信号功率。

55 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

第 6 章 动态范围
动态范围通常被认为是分析仪测量谐波相 关信号和两个或多个信号互相作用所生成 信号的能力。例如对二阶或三阶谐波失真 或者三阶交调的测量。在处理这些测量 时,需记住频谱分析仪的输入混频器是非 线性器件,因而频谱仪自身总会产生失 真。混频器的非线性有其原因。它需要以 非线性的方式把一个输入信号转换到所需 的中频上。但是混频器中产生的多余失真 分量和我们想测量的输入信号的失真会落 在相同的频率上。 因此我们也可以这样定义动态范围 : 频谱 仪能测量到的输入端同时存在的最大信号 与最小信号的比值 (dB),并且对于较小信 号允许以给定不确定度测量。 需要指出的是测量精度也是定义的一部 分。在后面的例子中我们将看到内部产生 的噪声和失真是如何影响测量精度的。 我们可以把上式展开为幂级数: i = IS (k1v + k2v2 + k3v3 +... ) 其中, k1 = q/kT k2 = k12/2! k3 = k13/3!, 等等 现在将两个信号加入到混频器上,一个是 我们想要分析的输入信号,另一个是用来 产生中频的本振信号: v = VLO sin( ωLOt ) + V1 sin( ω1t ) 经过数学处理,使用正确的本振频率, 便得到所需的混频分量,该混频分量等 于中频: k2VLOV1 cos[( ωLO – ω1 )t] 还能产生一个 k2VLOV1 cos[( ωLO + ω1 )t] 项, 但在讨论调谐方程时已知道,我们希望本 振频率高于中频频率,故而,( ωLO + ω1) 也 总是高于中频信号。 当本振电平固定时,混频器输出与输入信 号电平线性相关。实际上,这只在输入信 号比本振信号电平低 15 dB 到 20 dB 以上时 才正确。另外还包含了输入信号的谐波项: (3k3/4)VLOV12 sin( ωLO – 2 ω1 )t, (k4/8)VLOV1 sin( ωLO – 3 ω1 )t,等等 这些项表明,由内部失真引起的动态范围 随输入混频器上的信号而变。让我们通过 动态范围的定义即基波与内部产生的失真 之间的差 (dB) 来研究这是如何工作的。 第一项的正弦自变量包含了 2ω1,这代表 输入信号的二次谐波,二次谐波的电平值
3

随基波电压的平方 V12 而改变。这个事实 告诉我们输入混频器上的基波电平每降低 1 dB,内部产生的二次谐波将降低 2 dB。 参见图 6-1 。第二项包含了 3 ω 1,即三次 谐波和输入信号电压的立方 V 13。因此输 入混频器上的基波电平每变化 1 dB 时,内 部产生的三次谐波相应变化 3 dB。 失真常用它的阶数来描述。阶数由与信号 频率相关的系数或与信号幅度相关的幂次 (指数) 所决定,因此,二次谐波失真是二 阶的,三次谐波失真是三阶的。阶数也表 明了内部产生的失真的变化与建立它的基 波变化的关系。 现在我们加入第二个输入信号: v = VLO sin( ωLO t ) + V1 sin( ω1 t ) + V2 sin( ω2 t ) 这次当我们通过数学计算找到内部产生的 失真时,除了谐波失真,我们还得到: (k4/8)VLOV12V2 cos[ωLO – ( 2ω1 – ω2 )]t, (k4/8)VLOV1V22 cos[ωLO – ( 2ω2 – ω1 )]t, 等等 这两项表示互调失真,即两个输入信号之 间的相互作用。低频失真分量 2 ω1 - ω 2 的 频率比 ω1 低 ω2 - ω1,即两个基波之差。高 频失真分量 2ω2 - ω1 的频率则比 ω2 高相同 的频率。参见图 6-1。

动态范围与内部失真
为了确定动态范围与失真的关系,我们必 须先了解输入混频器的工作原理。大多数 分析仪,尤其是利用谐波混频扩展它们的 可调谐范围的分析仪 1 ,都使用了二极管 混频器 ( 其他类型的混频器也有类似的性 能)。流过理想二极管的电流可以表示为: i = Is (e
qv/kT

– 1)

其中,Is = 二极管饱和电流 q = 电子电荷 (1.60 x 10–19 C) v = 瞬时电压 k = 玻尔兹曼常数 (1.38 x 10–23 J/K) T = 温度 (K)

1. 参见第 7 章 "扩展频率范围"。

56 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

再次强调,动态范围随输入混频器上的电 平而变。内部产生的失真在第一个公式中 随着 V1 与 V2 的乘积而变,而在第二个公 式中随着 V1 与 V22 的乘积而变。如果 V1 与 V2 的幅度相同,这也是失真测量时经常遇 到的情况,我们可以把它们的乘积看作立 方项 (V13 或 V 23) 。因此,两个输入信号的 电平每同时改变 1 dB,失真分量就会改变 3 dB,如图 6-1 所示。 这与图 6-1 中的三次谐波失真有相同程度 的变化。事实上,这也是一种三阶失真, 在这种情况下,我们可以将 ω1 与 ω 2 的系 数相加或者 V 1 与 V 2 的指数求和 ( 比如, 2ω1 - 1ω2 的系数相加 2 + 1 = 3) 来确定失真 程度。 所有这些都说明动态范围取决于混频器上 信号电平的大小。对于某个特定的测量如 何知道混频器端我们需要多大的输入电平 呢? 大多数分析仪的技术指标中会包含动 态范围如何变化的曲线图。即使没有提供 这种图,我们也可以自己绘制 。 我们确实需要一个着手点,而这需要从 技术指标说明中得到。首先观察二阶失 真,假设技术指标告诉我们二阶谐波失 真比混频器上的 -40 dBm 信号低 75 dB 。 失真是一种相对测量 ( 至少目前是 ) ,我 们也定义了动态范围是以 dB 表示的基 波与内部产生的失真之间的差值,就以 此作为出发点。内部产生的二阶失真 要比基波低 75 dB ,故我们可以测量低 于 75 dB 的失真。我们把这点绘制在纵 轴是失真 (dBc) ,横轴为混频器上的输入 电平 (输入连接处的电平减去输入衰减 值 ) 的图中。见图 6-2 。如果混频器端电 平下降到 -50 dBm 时会是什么情况呢 ? 如图 6-1 所示,混频器上的基波电平每 变化 1 dB ,内部产生的二次谐波就会变 对三阶失真,也可以建立一条类似的直 线。例如,技术指标可能说明混频器 上的信号电平为 -30 dBm 时三阶失真是 -85 dBc。又以此作为出发点,我们可以绘 出如图 6-2 所示的点。如果现在把混频器 上的信号电平降到 -40 dBm,会怎么样呢? 再次参考图 6-1,我们看到基波或者其他 音频每减小 1 dB,三次谐波失真和三阶交 调失真就会减小 3 dB。这是一个重要的差 别。如果混频器上的电平从 -30 dBm 改变 到 -40 dBm,基波或其他音频和内部产生 的失真之间的差值将变化 20 dB 。故内部 失真为 -105 dBc。这两个点落在一条斜率 为 2 的直线上,该直线给出了混频器上任 意信号电平下的三阶性能。
2 2

D dB 2D dB 3D dB

D dB

D dB

3D dB

3D dB

w

2w

3w

2w 1 – w 2

w1

w2

2w 2 – w 1

图 6-1. 混频器上基波电平的改变对内部失真的影响

化 2 dB,但是就测量而言,我们只关注相 对变化,也就是我们测量范围会发生什么 变化。在这种情况下,混频器上基波电平 每改变 1 dB 我们的测量范围也变化 1 dB。 在二次谐波的例子中,当混频器上的电平 从 -40 dBm 变化到 -50 dBm 时,内部失真 以及测量范围从 -75 dBc 变化到 -85 dBc。 所以事实上,这些点都落在一条斜率为 1 的直线上,该直线表示混频器上任何输入 电平下的动态范围。

有时三阶性能由 TOI (三阶截止点) 给 出,这是内部产生的三阶失真与基波相 等 (0 dBc) 时的混频器电平。因为混频器 进入饱和状态,因而这种情况在实际中并 不会发生。不过从数学角度出发, TOI 是 一个极好的数据点,因为我们可以了解到 直线的斜率。所以,即使把 TOI 作为起始 点,我们还是能确定给定混频器电平上内 部产生失真的程度。 我们可以根据技术指标中的信息算出 TOI ,由于混频器上的基波每改变 1 dB , 三阶动态范围会改变 2 dB,我们可以从基 波电平值中减去指定动态范围 ( 以 dBc 为 单位) 的一半得到 TOI。 TOI = Afund – d/2 其中 Afund = 基波电平 (dBm) d = 基波和失真之间的差, 为负值 (dBc) 利用前面讨论的数值,可以得到: TOI = –30 dBm – (–85 dBc)/2 = +12.5 dBm

2. 更多关于如何绘制动态范围图的信息, 参见 《优化失真测量的动态范围 ― Keysight PSA 高性能频谱分析仪系列》 ― 产品指南, 5980-3079CHCN。

57 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

衰减器测试
理解失真图固然很重要,不过我们还有一 个简单的测试来确定显示的失真分量是来 自真实输入信号还是内部产生的信号。改 变输入衰减器,若失真分量的显示值保持 不变,则失真分量是输入信号的一部分。 若显示值改变,则失真分量就是由内部产 生或者是内部信号和外部信号之和。通过 (dBc) 继续改变衰减器的值直到显示的失真不再 变化便完成了测量。 –40 –50 噪声 –60 0 –10 –20 –30

TOI

SHI

(1

0k

Hz



噪声
动态范围还有另一个限制条件,这就是频谱 分析仪的本底噪声。回顾我们对动态范围 的定义,即可测量的最大信号与最小信号 的比值。频谱分析仪的平均噪声限制了小 信号的测量,动态范围与噪声的关系变为 基波信号和本底噪声之间的信噪比,其中 基波信号的失真分量是我们想要测量的。 我们可以容易地在动态范围图上绘出噪 声,例如 : 假设频谱分析仪的技术资料上 指定分辨率带宽为 10 kHz 时平均显示噪 声电平是 -110 dBm ,如果基波信号在混 频器上的电平是 -40 dBm,比平均噪声高 70 dB,因此,信噪比是 70 dB。当混频器 上的信号电平每减小 1 dB,信噪比也随之 损失 1 dB 。噪声曲线是一条斜率为 -1 的 直线。如图 6-2 所示。 如果我们暂不考虑测量精度,最佳动态 范围出现在失真曲线与噪声曲线的交汇 处。图 6-2 表明二阶失真的最大动态范围 是 72.5 dB ,三阶失真的最大动态范围是 81.7 dB 。在实际测量中,噪声和失真曲 线的交点并非严格按照定义,因为噪声添 加至连续波状的失真产物中,当使用带有 对数标度平均的对数功率标度显示时动态 范围会减小 2 dB。 图 6-2 显示了某一分辨率带宽时的动态范 围。我们无疑可以通过减小分辨率带宽来改 善动态范围。但降低的本底噪声和动态范围 改善之间并没有一一对应的关系。对于二 阶失真,动态范围的改善是本底噪声变化 的一半;对于三阶失真,动态范围的改善 则为本底噪声变化的 2/3。参见图 6-3。



–70 –80 –90 –100 –60

)
最大二阶动态范围 最大三阶动态范围

最佳的 混频器电平 –50 –40 –30 –20 –10 混频器电平 (dBm) 0 +10

图 6-2. 动态范围与失真和噪声

三阶 二 阶
TOI

0 –10 –20


SHI

–30 –40

三阶
–50 –40 –30 –20 –10 混频器电平 (dBm)

(dBc)

–50 噪声

(1 0 –60 噪声 kHz 带 (1 宽 kH ) z 带 –70 宽 ) –80
–90 –60

二阶动态范围改进 三阶动态范围改进

0



+10

图 6-3. 用降低分辨率带宽改进动态范围

影响动态范围的最后一个因素是频谱分析 仪本振的相位噪声,并且它只影响三阶 失真测量。例如,假设我们对一个放大器 进行双音三阶失真的测量,测试的双音

频率间隔为 10 kHz。三阶失真分量与测试 音也相隔 10 kHz。在这个测量中,我们也 许会想到用 1 kHz 的分辨率带宽。参见图 6-3 ,并允许噪声曲线有 10 dB 的下降,

58 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

会得到一个约 88 dB 的最大动态范围。然 而,若假设在 10 kHz 频偏处的相位噪声是 -80 dBc,那么 80 dB 就成为这次测试中动 态范围的极限值。如图 6-4 所示。 总之,频谱分析仪的动态范围受三个因素 影响 : 输入混频器的失真性能、系统的宽 带本底噪声 (灵敏度) 和本地振荡器的相位 噪声。
–40 –50 –60 –30 –10 –20

动态范围与测量不确定度
在前面对幅度精度的讨论中,我们仅仅 们并未考虑内部产生的失真分量 ( 正弦曲 线 ) 与我们想要测量的外部信号处在同一 频率的可能性。然而,内部产生的失真分 量恰好与我们想要测量的外部信号的失真 分量处在同一频率上。问题在于我们无法 知道外部信号与内部信号的相位关系。故 只能确定不确定度的可能范围: 不确定度 (dB) = 20 log ( l ± 10d/20 ) 式中: d = 较大正弦波与较小的 正弦波的差(dB) (负数) 参见图 6-5。例如,我们设立一些条件比 如内部产生的失真与输入信号失真的幅度 相等,则测量误差可能在 +6 dB (两信号正 好同相 ) 到负无穷大之间(两信号正好反 相以致相互抵消)。这种不确定度范围在 大多数情况下是不能接受的。如果把测量 不确定度限定在 ±1 dB,图 6-5 表明内部 失真分量必须比我们想要测量的失真分量 低 18 dB 左右。为了绘制测量误差不大于 1 dB 的二阶和三阶测量的动态范围曲线, 我们必须将图 6-2 中的曲线偏移 18 dB , 如图 6-6 所示。 考虑了表 4-1 列出的项目再加上失配。我

(dBc)
–70 –80 –90 –100 –110 –60

相位噪声 导致的动态 范围缩小

相位噪声 (10 kHz 频偏)

–50

–40

–30

–20

–10

0

+10

混频器电平 (dBm)
图 6-4. 相位噪声会限制三阶互调测试

–30

–25

–20

–15

–10

–5

Δ(dBc)
图 6-5. 两个同频正弦波的幅度差和不确定度的关系

6 5 4 3 2 1 0 最大误差 –1 (dB) –2 –3 –4 –5 –6 –7 –8

59 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

下面,让我们看看由低信噪比引起的不确 定度。我们想要测量的失真分量为低电 平信号,并且它们非常接近频谱分析仪的 噪声电平。在这种情况下,我们通常使用 视频滤波器使低电平信号更容易辨识。 图 6-7 显示了对于某个典型频谱分析仪, 显示信号电平误差随显示信噪比变化的曲 线。请注意,这种误差仅存在于一个方 向,因而可以加以校正。不过,我们通常 不这样做。对于动态范围测量,假定接受 噪声产生的 0.3 dB 误差,并在动态范围曲 线图中使噪声曲线偏离 5 dB,如图 6-6 所 的可能误差将小于 1.3 dB。 让我们来看看当考虑测量误差时动态范 围会发生什么变化。如图 6-6 所示,二阶 失真的动态范围从 72.5 dB 变化到 61 dB, 变化了 11.5 dB。这是两条曲线总偏移 (失 真为 18 dB,噪声为 5 dB) 的一半。三阶失 真的动态范围从 81.7 dB 变化到 72.7 dB, 变化了约 9 dB 。在这种情况下,其变化 是失真曲线 18 dB 偏移的 1/3 加上噪声曲 线 5 dB 偏移的 2/3。
图 6-6. 最大误差 1.3 dB 时的动态范围

0 –10 –20 –30

–50

(dBc)

示。在失真曲线和噪声曲线交汇处,最大

5 dB

–60 –70 –80 –90 18 dB 18 dB

–100 –60

–50

–40

–30

三阶
–20 –10

–40





声 噪
0 +10

混频器电平 (dBm)

7 6 5 显示信号电平误差 (dB) 4 3 2 1 0

0

1

2

3 4 5 显示的信噪比 (dB)

6

7

8

图 6-7. 由于噪声导致显示信号幅度的误差

60 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

增益压缩
在讨论动态范围时,即使在相对意义上, 我们也没有关心大信号是如何被精确显示 的。当不断增大正弦输入信号的电平时, 最终输入混频器上的电平会变得过高以致 于指定的输出混频分量不再随输入的信号 线性变化。混频器处于饱和状态,所显示 的信号幅度很小。这种饱和是逐渐形成而 不是突然出现。为了避免进入饱和状态, 通常规定 1 dB 压缩点。增益压缩通常发生 在 -5 dBm 至 5 dBm 的混频器电平之间。 这样我们就可以确定如何设定输入衰减器 以精确测量高电平信号3 。采用数字中频 的频谱分析仪会在 ADC 超出范围时显示 中频过载。 事实上,有三种方法来评估压缩。传统方 法即所谓的连续波压缩,可以测量当输入 信号功率逐步增大时,器件 ( 放大器、混 频器或系统 ) 增益的变化。刚才讨论的就 是这个方法。注意,即使对于中等动态范 围,连续波压缩点也远高于前面指出的基 波电平值。因此,不考虑大信号压缩的可 能性是合理的。 第二种方法被称为双音压缩,当较大信号 的功率递增时,测量对于小信号系统增益 的变化。双音压缩适用于测量多个连续波 信号,如边带信号和独立信号。此方法的 压缩阈值通常比连续波法低几个 dB 。是 德科技使用这种方法来确定频谱分析仪的 增益压缩。 最后一种方法叫作脉冲压缩,当脉冲功率 逐渐增加时,测量对于窄 (宽带) 射频脉冲

系统增益的变化。测量脉冲时,我们常常 采用比脉冲带宽窄得多的分辨率带宽,因 此分析仪所显示的信号电平大大低于脉冲 功率的峰值。我们可能没有意识到的结果 是 : 信号总功率高于混频器的压缩阈值。 高的阈值能改善高功率、超窄或超宽线 性调频脉冲的信噪比。阈值要比 Keysight X 系列信号分析仪的双音压缩高 12 dB 左 右。由于不同的压缩机制对连续波、双音 和脉冲有不同的影响,故任何一种压缩阈 值都有可能比其他压缩阈值小。

问题在于,全部显示范围是否都可以被利 用呢? 根据上面对动态范围的讨论,我们 知道回答一般来说是肯定的。事实上,动 态范围往往超出显示范围或对数放大器的 范围。为了将较小的信号放入显示屏的已 校区域,必须增加中频增益。但这样做又 会使较大的信号超出显示屏的顶部,即高 于基准电平。部分是德科技的分析仪 ( 例 如 X 系列) 可以测量超出基准电平的信 号,并且不会影响较小信号显示的精度, 如图 6-8 所示 (参见第 61 页)。所以我们可 以充分利用分析仪的完整动态范围,即便 是它超出了显示范围。在图 6-8 中,基准 电平从 -20 dBm 变化到 -50 dBm,信号已 经远远超出显示屏的顶部,然而游标读数 并没有改变。 测量范围是在任何情况下可以测得的最大 信号与最小信号之比。大多数分析仪的测 量上限取决于最大安全输入电平,典型值 为 +30 dBm (1 W) 。这些分析仪具有可调 到 60 或 70 dB 的输入衰减器,因此,您可 以将 +30 dBm 信号降低到远低于输入混 频器压缩点的电平并能精确测量它们。显 示的平均噪声电平决定了测量范围的另一 端。这取决于分析仪的最小分辨率带宽和 在测量中是否使用了前置放大器, DANL 通常从 -115 dBm 到 -170 dBm。因此,测 量范围可以从 145 dB 到 200 dB 。当然, 我们不可能在输入端同时存在 +30 dBm 的 信号时观察到 -170 dBm 的信号。

显示范围和测量范围
另外有两种范围经常与动态范围混淆 : 显 示范围和测量范围。显示范围,通常被称 为显示动态范围,是指频谱分析仪已校准 的显示幅度范围。例如,十格的显示器在 选择每格 10 dB 时,应有 100 dB 的显示范 围。这对于使用数字中频电路的现代分析 仪固然是正确的,例如 Keysight X 系列。 而且在使用窄 (10 至 300-Hz) 数字分辨率 带宽时,这对于 Keysight ESA-E 系列分析 仪同样适用。不过使用模拟中频的频谱分 析仪一般只校准基准电平下面的 85 dB 或 90 dB 。在这种情况下,显示格的底线代 表幅度为 0 的信号,故显示屏的底部包括 的范围是相对基准电平从 -85 dB 或 -90 dB 到无穷小。 对数放大器的范围可能成为使用模拟中频 电路的频谱分析仪的另一个限制条件。例 如,ESA-L 系列频谱分析仪使用 85 dB 对 数放大器。这样,只有基准电平以下 85 dB 范围内的测量得到了校准。

3. 许多分析仪内部可以控制输入衰减器和中频增益的联动设置, 所以当连续波信号在输入混频器上的电平和压缩电平一样时, 信号会在显示格子的最上方有明显 衰减。这样我们就不会因为疏忽大意而继续对连续波信号进行不正确的测量。

61 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

邻道功率测量
TOI、SOI、1 dB 增益压缩和 DANL 都是频谱 分析仪性能的典型测量指标。但随着数字 通信系统的大量增加,其他衡量动态范围 的测量指标也变得非常重要。例如邻道功 率 (ACP) 测量经常用于测量 CDMA 通信系 统中有多少信号能量泄露或者溢出到载频 频率以上或以下的邻道或者交替信道中。 图 6-9 给出了一个邻道功率测量实例。 注意载波功率和邻道、交替信道功率的相 对幅度的差别。一次最多可以测量载波两 边各六个信道的功率。 通常我们最关注主信道功率和相邻或交替 信道信号功率的差值。这取决于特定的通 信标准,这些测量常被称作 "邻道功率比" (ACPR) 或 " 邻道泄漏比 " (ACLR) 测试。由 于数字调制信号和它产生的失真本质上非 常像噪声,故工业标准通常定义一个信道 积分功率带宽。 为了精确地测量被测器件的 ACP 性能, 例如一个功率放大器,频谱分析仪必须 有比被测器件更好的 ACP 性能。因此, 对于数字通信系统的测试,频谱分析仪的 ACPR 动态范围就成为了一个关键的性能 指标。
图 6-8. PXA 频谱分析仪的显示范围和测量范围

图 6-9. 使用 PXA 频谱分析仪进行邻道功率测量

62 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

第 7 章 扩展频率范围
随着越来越多无线业务的引入和部署,可 用频谱资源越来越紧张。所以,在更高频 率上对新产品和新业务的开发已经成为目 前的趋势。另外,新微波技术的持续发展 也带动了更多微波频段测量能力的需求。 频谱分析仪的设计人员已经开发了使用同 轴输入直接调谐至 50 GHz 的仪器,而使 用外部混频技术甚至可以测量更高的频 率。本章介绍能够使频谱分析仪调谐至这 些高频率的主要技术。 在推导调谐方程时,我们研究过的其他因 素是本振和中频的选择。我们认为中频不 应处于所关注的频段内,因为这会在调 谐范围内形成一个无法进行测量的空白区 域。所以我们将中频选为 5.1 GHz,使它处 在所关注的最高调谐频率之上 (3.6 GHz)。 由于新的调谐范围将大于 3.6 GHz,所以将 新的中频移至 3.6 GHz 以下是很合理的事。 在是德科技频谱分析仪中用于这些较高频 率范围的典型第一中频值是 322.5 MHz。 在下面实例中我们将使用这个中频值。 总之,对于低于 3.6 GHz 的低频段,第一 中频是 5.1 GHz ;对于高频段,我们切换 第一中频至 322.5 MHz 。在图 7-1 中,第 二个中频是 322.5 MHz,所以想要分析仪 调谐至较高频率范围时,我们需要做的是 将信号旁路绕过第一个中频。 在第 2 章中,我们通过数学计算得出需要 一个低通滤波器的结论。而接下来我们要 仪。现在我们希望观察并测量较高频率的 信号,所以必须去除该低通滤波器。 讨论的情况更加复杂,我们将采用较易理 解的图式法来研究所发生的情况。低频段 的情况相对简单,所以先由它着手。给出 的所有图形均以横轴表示本振频率,纵轴 表示信号频率,如图 7-2 所示。我们已经知 道,每当输入信号频率与本振相差一个中 频频率时,便得到一个频率等于中频的混 频分量 (从而在屏幕上显示一个响应),所以 我们可以通过将本振频率加上或减去中频 简单地确定分析仪所调谐到的频率。为了 确定调谐范围,接下来我们在图 7-2 中用虚 线描绘出本振频率和信号频率的关系。从 虚线的值减去中频可以得到 0 至 3.6 GHz 的 调谐范围,这是第 2 章所确定的调谐范围。 注意,在图 7-2 中这条线被标记为 "1?", 表示基波混频并采用调谐方程中的负号。 我们可以通过这个图来确定接收特定频率 信号所需的本振频率或者对于给定的本振 频率分析仪所调谐的频率。为了能显示一 个 1 GHz 信号,本振必须调至 6.1 GHz。当 本振等于 8 GHz 时,频谱仪则调谐到接收 2.9 GHz 频率的信号。本文中对第一中频值 将四舍五入到小数点后一位,实际中频频 率 (5.1225 GHz) 则表示在方框图上。

内部谐波混频
在第 2 章中我们描述了一种可调谐至 3.6 GHz 的单一频段的频谱分析仪,现在 我们希望能将频谱分析仪调谐至更高的频 率。实现这种频率扩展的最实际的方法是 采用谐波混频。 下面我们将循序渐进地加以说明。在推 导第 2 章中的调谐方程时,我们发现需要 用图 2-1 所示的低通滤波器来阻止高频信 号到达混频器输入端,结果形成了调谐 到 3.6 GHz 的单一响应、单一频段的分析

低频段 路径 输入 信号

3.6 GHz

5.1225 GHz

322.5 MHz

22.5 MHz

模拟或 数字中频

高频段路径

3.8 至 8.7 GHz 至外部混频器
4.8 GHz 300 MHz

322.5 MHz

预选器

扫描发生器
图 7-1. 低频段和高频段的切换

显示

63 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

现在,我们给图 7-2 中的本振线加上中频 则得到另一个基波混频频段,这就是靠近 上方标记为 1+ 的实线,它指示的调谐范 信号频率 (GHz) 围是 8.9 至 13.8 GHz。注意,对于给定的 本振频率,分析仪所调谐到的两个频率之 间相差 2 个中频。假设在测量低频段信号 时输入端有一个低通滤波器,我们应该不 会受到 1+ 频率范围内信号的干扰。 下面我们来研究谐波混频会使情况复杂到 什么程度。由于谐波混频需要本振向混频 器提供一个高电平驱动信号以实现有效的 混频,同时混频器又是一个非线性器件, 会产生本振信号的谐波,因此和基波混频 一样,输入信号也可以和本振谐波混频, 而任何频率等于中频的混频分量都将在屏 幕上产生响应,换句话说,调谐 (混频) 方 程这时变成: fsig = nfLO ± fIF 信号频率 (GHz) 其中,n = 本振谐波次数 (其余参数与前面讨论相同) 我们加上二次谐波混频 ( 如图 7-3) 来了 解一下测量过程的复杂程度。与之前一 样,先画出本振频率相对信号频率曲线, 然后将本振频率乘以 2 得到图 7-3 中上 方的虚线。如同基波混频一样,我们直 接从本振的二次谐波曲线减去或加上中 频 (5.1 GHz) 就能得到 2- 和 2+ 的调谐范 围,由于这两个范围都没有与期望的 1调谐范围交叠,所以我们仍然可以认为它 们并未真正使测量过程更复杂。换句话 说,在 1- 调谐范围内的信号能够在分析 仪屏幕上产生唯一的、清晰的响应。基波 混频时所用的低通滤波器同样可以有效地 消除谐波混频情况时产生的其他响应。
图 7-3. 在低频段、高中频时, "1-"频率范围内的信号产生唯一的、清晰的响应

13 9 5 1 -3 +IF –IF

本振频率, GHz 11+

3

4

5

6

7

8

9

本振频率 (GHz)
图 7-2. 在低频段、高中频时基波混频调谐曲线

25 20 15 10 5 0 -5 本振频率 (GHz) 11+ 22+ LO 2xLO 3 4 5 6 7 8 9

64 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

情况对于高频段、低中频时则大不相同。 和之前一样,先画出本振频率对信号频率 曲线,再加上和减去中频,得到如图 7-4 所示的结果。注意这时 1- 和 1+ 两个调谐 范围非常接近,事实上已经产生了重叠, 这是由于中频的频率很低,目前情况下只 有 322.5 MHz。那么调谐范围之间如此近 的间隔是否会使测量变得更复杂呢? 回答 是既肯定又否定。首先,系统每次只能校 准一个调谐范围。此时,我们会选择 1调谐范围获得一个约为 3.5 GHz 的低频, 于是就会和 3.6 GHz 低频段调谐范围的高 端产生某些重叠,所以会在屏幕上看到什 么效果呢 ? 我们来看本振频率等于 5 GHz 的曲线图,发现有两个可能的频率会在显 示的同一点上产生响应: 4.7 和 5.3 GHz (取 小数点后一位 ) 。另一方面,如果从信号 频率轴的 5.3 GHz 上观察,又会发现除 了 5 GHz 本振频率处的 1+ 响应外,还会 有 1- 响应。这种情况发生在当允许本振 频率扫描高达 5.6 GHz (高于 5 GHz 两个中 频 ) 的时候。同样,当观察信号频率轴的 4.7 GHz 时,除了 5 GHz 本振频率处的 1响应外,还会看到本振频率 4.4 GHz (低于 5 GHz 两倍中频) 的 1+ 响应。因此,对每个 所需的 1- 调谐曲线上的响应,都会有另一 个响应出现在比其频率低 2 个中频的位置 上,这种成对出现的响应称为镜像响应。 使用这种混频解决方案有可能使不同频率 的信号显示在同一点上,即在同一本振频 率处产生响应。如图 7-4 所示,当本振频 率为 5 GHz 时,频率为 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的输入信号都能在中频处产生响应,这些 信号的频率被称为镜像频率,它们之间也 是相隔 2 倍中频。
信号频率 (GHz)

10 镜像频率

5.3 4.7

5

11+ 本振频率

0

3

4

4.4

5

6 7 本振频率 (GHz)

5.6

8

9

图 7-4. 在高频段、低中频时的基波混频调谐曲线

很明显,我们需要某种措施来区分分析仪 已校准的 1- 调谐曲线产生的响应和由 1+ 调谐曲线产生的响应。不过在考察信号识 别方法之前,我们先把谐波混频曲线扩展 至 26.5 GHz,看看在信号识别过程中是否 还有其他因素需要予以考虑。图 7-5 显示 出直到本振四次谐波的调谐曲线。 观察图 7-5 ,我们发现了其他的复杂因 素。频谱分析仪被设置为工作在几个不同 的调谐频段,根据分析仪所调谐频率的不 同,对特定的本振谐波,分析仪的显示频 率被校准。例如,在 8.3 至 13.6 GHz 的输 入频率范围内,频谱分析仪是在 2- 调谐 曲线上经过校准,假设此时在输入端有一 个频率为 13.6 GHz 的信号,随着本振的扫 描,信号会与 3+、3-、2+ 和 2- 分别产生 中频响应。当本振频率满足如下调谐方程 时将出现所需的 2- 调谐曲线的响应: 13.6 GHz = 2 fLO - 0.3 fLO = 6.95 GHz

同样也可以计算出 2- 调谐曲线的响应发 生在 fLO = 6.65 GHz 时,由此生成的显示像 是 13.0 GHz 的信号产生的响应。 由 3+ 和 3- 调谐曲线响应所产生的显示信 号被称作带内多重响应。由于它们出现在 本振调谐为 4.63 GHz 和 4.43 GHz 时,它 们会在屏幕上产生虚假响应,并且看起来 像是 8.96 GHz 和 8.56 GHz 的真实信号。 其他一些情况会产生带外多重响应。例 如,假设我们研究的是一个在 band 1 内 的 5 GHz 信号,它在 15 GHz (band 3) 有 一个较大的三阶谐波,除了 5 GHz 信号 在 1+ 和 1- 调谐曲线上产生的预期的成 对响应外,同样还会得到 15 GHz 信号 在 4+、4、3+ 和 3- 调谐曲线上产生的其他 响应。由于这些响应分别出现在本振频率 为 3.7 GHz、3.8 GHz、4.9 GHz 和 5.1 GHz 时,屏幕上显示的信号看起来像是输 入频率为 3.4 GHz 、 3.5 GHz 、 4.6 GHz 和 4.8 GHz 的信号,如图 7-6 所示。

65 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

25.00

4+

3+ 32+ 2-

通过 2- 调谐曲线的响应得出 输入信号的表面位置 带内多重响应

4-

频段 4

20.00

信号频率 (GHz)

15.00
13.6 13.0

频段 3 频段 2

10.00
8.96 8.56

1+ 1-

5.00

频段 1 13.6 GHz 输入信号的带内表面位置
3 4
4.43 4.63

0.00

频段 0 (低频段)
6 7 本振频率 (GHz)
6.65 6.95

5

8

9

图 7-5. 本振四次谐波的调谐曲线显示了对一个 13.6 GHz 输入信号的带内多重响应

25.00

4+ 4-

3+ 32+ 2频段 3 频段 2 频段 4

20.00

带外多重响应

信号频率 (GHz)

15.00

10.00

1+ 1-

5.00

频段 1 频段 0 (低频段) 3
3.7 3.8

0.00

4

5

4.9 5.1

5.3

6 7 本振频率 (GHz)

8

9

图 7-6. band 3 中的信号所导致的 band 1 内部的带外多重响应

多重响应通常是成对出现1,一个是 "加上" 混频分量,一个是 "减去" 混频分量。当我 们在给定的调谐频带内使用正确的谐波混 频阶数时,两个响应会相隔 2 倍 fIF。由于 每对调谐曲线的斜率随谐波阶数 N 呈线性

增长,所以其他谐波混频阶数引起的多个 响应对的间隔为: 2 fIF (Nc/NA) 其中,Nc = 所需调谐频段的正确调谐阶数, NA = 多个响应对产生的 实际调谐阶数

1. 通常称为 "镜像对"。此非精确术语, 因为镜像实际是指频谱分析仪输入端两个或多个真实信号在相同的本振频率处产生的中频响应。数量可能因您的分析仪 型号而有所不同。

66 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

25.00

2+ 本振倍频 频段 4 2+ 1+ 本振倍频 1- 本振倍频 2频段 3 频段 2

20.00 信号频率 (GHz)

2- 本振倍频

15.00

10.00

1+ 1-

5.00

频段 1 频段 0 (低频段)

0.00

3

4

5

6

7 本振频率 (GHz)

8

9

图 7-7. X 系列分析仪谐波频段, 使用本振倍频

X 系列分析仪中的本振通过倍频生成了一 个新的更高频本振,用于谐波混频。因 此,本振谐波的间隔有两倍远,否则多重 响应就会明显减少。比较图 7-6 和图 7-7。 我们能否根据以上讨论得出谐波混频的频 谱分析仪不实用? 并非如此。在信号频率已 知的情况下,因为知道分析仪能够根据自 身校准的情况选择适当的混频模式,所以 我们可以直接调谐至信号频率。在只有一 个或两个信号的可控环境中,通常可以轻 松地从镜像和多重响应中辨别真实信号。 然而,有许多时候我们无法确定涉及多少 个信号或者它们的频率是多少。譬如当我 们搜索未知的杂散信号、进行作为频率监 测计划一部分的现场监控测试,或者执行 用于检测器件多余辐射的 EMI 测试。所有 这些情况,我们都很可能需要在潜在的拥 挤频谱环境下寻找完全未知的信号,这时 如果要对每个响应都完成某种形式的识别 程序,那么测量时长将让人无法忍受。 幸运的是,有一种方法通过对信号的预先 滤波处理可以从本质上消除镜像及多重响 应,这种技术被称为预选。

预选
预选必须采用何种形式呢 ? 返回去看图 7-4 ,假定有两个存在于分析仪输入端的 信号 4.7 GHz 和 5.3 GHz ,如果我们对其 中的一个特别感兴趣,则可以利用带通滤 波器让该信号进入分析仪而抑制另一个信 号。然而,固定滤波器并不能消除多重响 应,所以如果频谱比较密集,便仍然有可 能出现混淆。也许更重要的是,固定滤波 器对分析仪的灵活性带来限制。如果我们 要进行宽带测试,则一定不希望连续不断 地去改变带通滤波器。 解决方案是使用可调谐滤波器。它被设计 成自动跟踪合适混频模式的频率。图 7-8 表示出了这类预选器的效果。这里我们利 用了超外差式频谱分析仪而不是实时分析 仪这一事实,亦即分析仪一次只调谐到一 个频率上。图 7-8 中的虚线表示跟踪预选 器的带宽。虚线以外的信号则被抑制掉。 我们继续使用前面实例假定分析仪输入端 存在 4.7 GHz 和 5.3 GHz 的信号,若设定 5 GHz 的中心频率以及 2 GHz 的扫宽,让 我们来看看当频谱仪调谐在这个频率范围

时会发生什么情况。当本振扫过 4.4 GHz (是本振可能在其 1+ 混频模式下与 4.7 GHz 输入信号相混频的频率 ) 时,预选器被调 谐到 4.1 GHz,因而抑制掉 4.7 GHz 信号。 由于输入信号未达到混频器,故不产生混 频,显示器上也不会出现响应。当本振扫 过 5 GHz 时,预选器允许 4.7 GHz 信号到 达混频器,在显示器上便能看到适当的响 应。 5.3 GHz 镜像信号被抑制,故不产生 与来自 4.7 GHz 信号的混频分量相互作用 并引起虚假显示的混频分量。最后,当本 振扫过 5.6 GHz 时,预选器允许 5.3 GHz 信号到达混频器,从而能看到它被正常显 示。在图 7-8 中可以看出,不同混频模式 没有一处相交。所以,只要预选器带宽足 够窄 (典型情况下,从低频的 35 MHz 到高 频的 80 MHz),便能消除所有镜像响应和 多重响应。

67 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

使用 "消除" 这个词,可能有些过于肯定。 预选器并不具有无限大的抑制能力,它往 往是处在 70 至 80 dB 范围。所以,如果我 们要在信号电平很高的情况下寻找低电平 信号,那么,看到的很可能是高电平信号 的低电平镜像或是多重响应。然而,低频 信号频率 (GHz) 段的情况又如何呢? 大多数跟踪预选器都 使用 YIG 技术,而 YIG 滤波器不能很好地 工作在低频上。所幸的是,有一种简单的 解决方案。图 7-3 表明,其他的混频模式 都不会与低频段高中频情况下的 1- 混频 模式相重叠,因此,一个简单的低通滤波 器对镜像响应和多重响应两者都能削弱。 图 7-9 显示了典型微波频谱分析仪的输入 结构。 2 3 4
4.4

1+ 6
5.3 4.7

1–

4

3 预选器带宽

本振频率 (GHz)

5

5.6

6

图 7-8. 预选: 跟踪预选器的带宽以虚线表示

低频段 路径 输入 信号

3.6 GHz

5.1225 GHz

322.5 MHz

22.5 MHz

模拟或 数字中频

高频段路径

3.8 至 8.7 GHz 至外部混频器
4.8 GHz 300 MHz

322.5 MHz

预选器

扫描发生器

显示

图 7-9. 带有预选的典型频谱分析仪前端结构

68 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

幅度校准
到目前为止,我们已经认识到谐波混频频 谱分析仪是如何对多种不同的输入频率产 生响应的,那么幅度的情况又如何呢? 混频器的变频损耗随谐波阶数而变,当谐 波数增多时,损耗也增大。这意味着,等 幅信号如果混入不同的混频模式在显示器 上将显示出不同电平。因此,为了保持幅 度校准,必须采取一定的措施。在是德科 技频谱分析仪中,中频增益是可变的。本 振谐波较高时,变频损耗增加引起灵敏度 降低,就好像我们增大了输入衰减器的衰 减量。又由于中频增益的变化是发生在变 频损耗之后,故增益变化反映在显示噪声 电平的相应变化上。所以,就像对基波混 频那样,我们可以通过记录下显示平均噪 声电平值来确定频谱仪在谐波混频范围内 的灵敏度。 在一些老式频谱仪中,每一个谐波频段的 显示平均噪声电平的变化非常明显。新 型是德科技频谱分析仪采用一种双平衡、 图像增强的谐波混频器,使谐波数增多造 成的变频损耗的增量减到最小。因此, DANL "阶梯式" 步进效果的情况已被较高频 率处的缓慢坡度所取代,如图 7-10 所示。
图 7-10. 本底噪声的增加表明随着本振谐波的改变灵敏度发生变化

相位噪声
在第 2 章中,我们已经指出,分析仪本振 的不稳定性表现为信号周围的相位噪声 在显示上要比本底噪声高得多。我们还指 出,这种相位噪声可能限制我们测量非常 接近且幅度不同的信号的能力。相位噪声 的大小用来指示本振的角偏或频偏。当本 振的一个谐波用在混频过程中,相位噪声 又会发生什么情况呢? 相对基波混频,相 位噪声 (以 dB 为单位) 增加了: 20 log (N), 其中 N = 本振的谐波次数 例如,假定本振基波具有 10 Hz 的峰峰值 频偏。则二次谐波具有 20 Hz 的峰峰值频 偏,三次谐波为 30 Hz 等等。由于相位噪 声指示本振内部信号 ( 在这种情况下为噪 声 ) 产生的调制,本振频偏越大相位噪声 的幅度越高。当调制度很小时 ( 就像现在 的情况),调制边带的幅度与载波 (本振) 的 频偏成正比。如果频偏加倍,则边带电 平电压也必然加倍,亦即增大了 6 dB 或 20 log (2)。所以,当使用本振较高的谐波 混频时,分析仪测量非常接近且幅度不 同的信号的能力将下降。图 7-11 显示了 一个 5 GHz 基波混频信号和一个 4 次谐波 (20 GHz) 混频信号的相位噪声的差异。
图 7-11. 基波混频和 4 次谐波混频的相位噪声电平

69 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

改善的动态范围
如果所研究的信号间有足够的频率间隔, 那么预选器能够改善动态范围。第 6 章对 动态范围的讨论中曾假定在混频器上总是 并存着大信号和小信号,而且它们的幅度 在测量过程中不发生变化。但是,如我们 所见,如果信号频率相隔足够远,预选器 能够让一个信号到达混频器而抑制其他信 号。例如,如果我们测量微波振荡器的谐 波,则当分析仪调谐到其中一个谐波上 时,预选器就对基波进行抑制。
–100 –60 –45 –50

内部失真 (dBc)

–70 –80 –90

现在,我们来考察一个 3 GHz 振荡器的二 次谐波测试的动态范围。采用第 6 章的例 子,仍然假设混频器上 -40 dBm 的信号 产生了一个 -75 dBc 的二次谐波分量。从 前面的讨论中我们还知道,混频器上的 基波电平每变化 1 dB ,测量范围也会变 化 1 dB 。图 7-12 显示了二次谐波的失真 曲线。对于这个实例,我们假设从振荡器 获得大量功率并设置输入衰减器,从而 使测量振荡器基波时混频器上的电平为 -10 dBm,低于 1 dB 压缩点。 从图中曲线可以看出,混频器上的 -10 dBm 信号将产生 -45 dBc 的二次谐波 失真分量。现在,我们将分析仪调谐到二 次谐波 6 GHz 上。如果预选器具有 70 dB 的抑制能力,则混频器上的基波将降低 到 -80 dBm 。图 7-12 表明,当混频器上 的信号为 -80 dBm 时,内部产生的失真 是 -115 dBc,这意味着比 -80 dBm 的新基 波电平低 115 dB 。这使谐波的绝对电平 为 -195 dBm 。所调谐的基波与所调谐的 内部生成的二次谐波之间相差 185 dB ! 显然,对谐波失真而言,动态范围在低电 平 (谐波) 端仅受分析仪本底噪声 (灵敏度) 的限制。 那么在高电平端的情况又如何呢? 当测量 振荡器基波时,我们必须限制混频器上的 功率,以获得准确的电平读数。可以用 内部或外部衰减将混频器上的基波电平限 制在略小于 1 dB 压缩点处。不过,由于 调谐到二次谐波时预选器对基波的衰减很 大,故若需要更高的灵敏度来测量谐波, 可以减小一些衰减量。所以预选器上的 +20 dBm 基波电平不会影响测量谐波的 能力。 三阶互调测量动态范围的改善取决于测试 音的频率间隔与预选器带宽的关系。前面 已提及,预选器的典型带宽在低频端大约 为 35 MHz,在高频端为 80 MHz。作为一 个保守的例子,我们使用典型的 YIG 预选 滤波器在 3 dB 点以外每倍频程带宽频响跌 落 18 dB 。所以,为了确定动态范围的改 善,必须确定每个基音被衰减的程度以及 它对内部所产生失真的影响。根据第 6 章 三阶互调失真的表达式,有: (k4/8)VLOV12V2 cos [ωLO– (2ω1 – ω2)] t 和 (k4/8)VLOV1V22cos [ωLO – (2ω2 – ω1)]t 观察这两个表达式,可以看出,低频失 真分量 (2ω1 – ω2)的幅度随 V1 的平方而变 化,随 V2 呈线性变化。另一方面,高频失 真分量 (2 ω2 – ω 1) 的幅度则随 V 1 呈线性变 化,随 V2 的平方而变化。然而,对于不同 频率和间隔的信号,预选器对两个基音的 衰减是不同的。
图 7-12. 二次谐波失真曲线

–110 –115 –120 –90 –80 –70 –60 –50 –40 –30 –20 –10 0

混频器电平 (dBm)

70 | Keysight | 频谱分析基础-应用指南

考虑图 7-13 所示的情况,分析仪被调谐 到较低的失真分量,且两个基音相隔为 预选器带宽的一半。此时,较低频率的 测试音位于预选器通带的边缘且衰减量 为 3 dB;较高频率的测试音位于低频失真 分量之上,比

更多相关文档:

[课件]频谱仪(安捷伦)PPT_图文.ppt

[课件]频谱仪(安捷伦)PPT - 频谱仪(安捷伦) 目录 1、了解频谱仪 2、频谱仪能测什么 3、影响频谱仪测量的一些基本参数 4、N9340B频谱仪的介绍 5、测量的一些...

安捷伦频谱仪原理基础_图文.pdf

安捷伦频谱仪原理基础 - 频谱分析仪基本原理及产品介绍 安捷伦科技有限公司 电子测量测试事业部 信号源产品事业部 应用工程师 丛姗姗 shan-shan_cong@agilent.com ...

频谱仪(安捷伦)ppt课件_图文.ppt

频谱仪(安捷伦)ppt课件_基础医学_医药卫生_专业资料。频谱仪(安捷伦)ppt课件 ...了解频谱仪 什么是频谱仪 频谱分析仪是研究电信号频谱结构的仪器,用 于信号失真...

频谱仪(安捷伦)_图文.ppt

N9340B 手持式频谱分析仪 目录 1、了解频谱仪 2、频谱仪能测什么 3、影响...安捷伦频谱仪原理基础 31页 5下载券 安捷伦频谱仪安全特性和... 18页 1下载...

...基础频谱分析仪说明书使用手册技术指标,原安捷伦agilent_图文_....pdf

是德科技keysight n9322c基础频谱分析仪说明书使用手册技术指标,原安捷伦agilent - Keysight Technologies N9322C Basic Spectrum A...

安捷伦频谱仪所有型号指南_图文.pdf

安捷伦频谱和信号分析仪 选型指南 领导频谱分析行业 四十年 引言安捷伦科技公司...89600B 以 PC 为基础,支持多个测量平 台,它为查找和确定研发中的信号故障...

安捷伦矢量信号分析基础(中文版)_图文.pdf

安捷伦矢量信号分析基础(中文版)_信息与通信_工程科技_专业资料。Agilent Vector ...1. 欲了解关于频谱分析的更多信息,请参见安捷 伦应用指南 150《Spectrum ...

Agilent 频谱分析仪基本原理_图文.pdf

频谱仪内部混频器及各级放大器会产生噪声, 通过检波器会反映为显示白噪声电平 (...Agilent频谱分析基础 22页 免费 Agilent频谱分析仪基本操... 4页 免费 ...

Agilent PSA系列频谱分析仪培训教材_图文.pdf

Agilent Technologies Training Agilent PSA 系列高性能频谱分析安捷伦科技有限公司 电子仪器与系统集团 技术支援中心 培训专用教材 PSA 高性能频谱分析仪课程内容 ? ...

频谱分析仪原理基础_图文.pdf

频谱分析仪原理基础 - 安捷伦 频谱分析仪原理基础 20030830 潘裕友译于深圳仙湖 自学自娱 水平所限 ?乏?解谬误之处 2 频谱分析仪原理基础Agilent _Spectru...

Agilent ESA系列频谱分析仪_图文.pdf

Agilent ESA 系列频谱分析仪 可提供 交货迅速且具有 最佳价值的三种 express ...信号分析基础应用指南 AN1286-1,更好地进行频谱分析仪测量的 8 项提示 ...

Agilent_E4402B_频谱分析仪使用说明资料_图文.doc

Agilent_E4402B_频谱分析仪使用说明资料_互联网_IT/计算机_专业资料。Agilent E4402B ESA-E Series Spectrum Analyzer 使用方法简介 宁波之猫 2009-6-17 目录 1 ...

安捷伦手持频谱分析仪_图文.pdf

安捷伦手持频谱分析仪_机械/仪表_工程科技_专业资料。安捷伦手持式产品手持...干扰查找 ?EMC 基础天馈线测试仪和频谱分析仪 N9330B 电缆和天线测试仪...

Agilent_E4402B_频谱分析仪使用说明_图文.doc

12 1 简介 Agilent ESA-E 系列是能适应未来需要的 Agilent 中性能频谱分析仪解决方 案。该系列在测量速度、动态范围、精度和功率分辨能力上,都为类似价位的产 ...

Agilent_E4402B频谱分析仪使用说明简介_图文.pdf

Agilent_E4402B频谱分析仪使用说明简介_信息与通信_工程科技_专业资料。安捷伦...频谱分析仪的使用方法 4页 1下载券 Agilent频谱分析基础 22页 免费 Agilent...

Agilent 频谱仪介绍_图文.ppt

Agilent 频谱仪前后面板及屏幕的介绍,分辨率和灵敏度及操作实例 Agilent频谱分析仪...Agilent公司射频测试基础... 9页 2下载券 安捷伦ESA系列频谱仪使用... 129...

N9320B Agilent 频谱分析仪_图文.ppt

1 频谱分析基础 N9320B Agilent 频谱分析仪 世强电讯 Professional Agilent Instrument Distributor 2 内容 ? 基本理论 信号与频谱分析基本概念 频谱分析仪...

频谱分析仪培训资料-1(new)_图文.ppt

频谱分析仪培训资料-1(new)_信息与通信_工程科技_专业资料。1 频谱分析基础 N9320B Agilent 频谱分析仪 世强电讯 Professional Agilent Instrument Distributor 2...

Agilent PSA系列频谱分析仪_图文.pdf

Agilent PSA系列频谱分析仪_信息与通信_工程科技_专业资料。详细介绍了PSA系列...Agilent频谱分析基础 22页 免费 安捷伦手持频谱分析仪 59页 免费 Agilent ...

安捷伦ESA系列频谱仪使用手册中文版_图文.pdf

Agilent Technologies Training Agilent ESA 系列通用频谱分析安捷伦科技有限公司 电子仪器与系统集团 技术支援中心 ESA 频谱分析仪课程内容信号分析技术简介 频谱分析仪...

更多相关标签:
网站地图

文档资料共享网 nexoncn.com copyright ©right 2010-2020。
文档资料共享网内容来自网络,如有侵犯请联系客服。email:zhit325@126.com